有源非线性自偏置电路

3．5　有源非线性自偏置电路

以上分析表明，当反馈限流采用1/g_m电阻时，引入电流镜传输的反馈控制，此时NMOS或PMOS电流镜的源极需串联一电阻以确保非线性电流镜的产生，形成自偏置结构。此时，两支路互偏，相互提供工作点。两支路可以是电流镜，但一个必须是非线性电流源。因此，自偏置是以上互偏置的另一种表现形式，两者本质特性相同，都是实现高性能电压或电流偏置的一种主要结构，而简单的自偏置电路可由以上基本电压偏置结构组成。

高性能自偏置的设计同样借鉴了MOS饱和特性的物理控制机制，高阻与低阻的作用应相互配合。一个偏置支路中，由于低电阻不可能无限趋近于零，必须有一个高阻元件承受更多的V_DS电压。当V_CC改变时，低阻上的电压变化很小，抑制支路电流的变化，有效提高了偏置电路的电源抑制比性能。

图3－11　两线性电流源互偏置存在的问题

自偏置结构不能是如图3－11（a）所示的两个线性源的耦合，这取决于电路稳定工作点的进入和状态保持。从电流源曲线特性看，偏置电路中各相关元件I－I特性存在交点的前提（原点除外），要求必须有一个支路为非线性电流源。否则：

（1）若两线性电流源耦合，当线性源比例不同时，只有原点是两线性曲线的交点，如图3－11（b）所示，电路的工作点为零点，无电流输出；

（2）若两线性电流源比例相同，则两条曲线完全重合，如图3－11（c）所示，此时交点无穷多，状态不定；

（3）只有线性与非线性电流源相结合才可能有唯一的非零交点，提供唯一稳定的工作点，对非线性电流源的要求是单调或具有峰值；

（4）两个非线性电流源使结构复杂，交点数目大于1的几率增加，即存在状态不唯一的问题，实际很少采用。

线性电流源与非线性电流源的区别，在于判断两MOS管的栅源电压是否在任何电流驱动状态下都相同。如果相同，则构成线性源，否则为非线性电流源。使V_GS存在差异的方法有很多，最简单的方法就是在其中一个MOS管的源极串联电阻R，当电流变化时，两管V_GS之间一定存在失配。为获得静态条件下两支路电流相等的关系，非线性电流源中的两MOS管的尺寸一定不同，V_GS大的其W/L小，而V_GS小的其W/L大，这是非线性电流镜普遍遵循的规则。

当电流镜两管的源极均有电阻串联使结构对称时，也可构成电阻比例电流源。这种结构在DAC中常用，即利用V_GS近似相同的特点，以及电阻上压降近似相同的条件，电阻上电流与电阻成反比。此时，为保证不同电流下形成相同V_GS电压的前提条件能够保持，则MOS管的W/L应与流过的电流成正比，维持线性电流镜的条件始终成立。当此条件忽略时，常导致误差甚至错误的结果。

3．5．1　二极管/V_BE自偏置电路

V_BE自偏置电路可由图3－9（b）的电路改变而来，即M3管改成图3－12中的寄生PNP二极管，其基极固定接GND。在静态特性方面，PMOS电流镜定义I₁＝I₂，曲线斜率为1，M₃与M₄的尺寸相同。在初始启动阶段，二极管尚未开启，其输出阻抗r_d》R，则I₃～I₄仍然形成正反馈关系，使得启动过程得以进行。随着电流的增加，r_d逐渐减小，当r_d＜R后，I₃～I₄的电流关系进入负反馈控制区，形成稳定的工作平衡点A。动态特性上，由于二极管的非线性导通电阻特性，Q与电阻R不能交换位置，虽然静态工作点等效，但动态下电路无法启动，静态点无法正常建立。

图3－12　V_BE自偏置结构

在平衡状态下，I₃＝I₄，限流电阻R上的压降由V_BE决定，即

式中I_S为二极管反向饱和电流。

由以上非线性电流或电压关系，得到的电阻为

式中r_d为二极管的输出阻抗。根据平衡条件R＞r_d的要求，I_D》I_S。

显然，在偏置电流不十分微小的条件下，以上平衡条件总能够满足。

3．5．2　ΔV_BE/PTAT偏置

ΔV_BE自偏置结构是在V_BE偏置结构的基础上发展而来，如在电阻R支路上增加一放大M倍的BJT二极管Q₂（如图3－13所示），启动及平衡过程完全相同，则在平衡点下，有

限流电阻R为

对于不同面积的二极管，只有工作在有效开启阶段且电流I_D相同时，输出阻抗r_d＝V_T/I_D也相同。由此特性，R＋r_d2＞r_d1即R＞0的平衡状态约束总是无条件成立的。

图3－13　ΔV_BE自偏置结构

3．5．3　k因子倍增单调型自偏置结构

基本的单调型自偏置电路是图3－10（b）改进型Wilson电路的简化形式，取消了原电路结构中间一对起电平匹配作用的NMOS电流镜，同时改变PMOS电流镜的方向使之与非线性NMOS电流镜相互耦合传输，电路结构及其动态传输特性如图3－14所示。

图3－14　单调型自偏置结构

设电阻上的压降为V_R，由M₃、M₄电流相等的条件，得到

由此解出

V_GS的压差决定了电阻上所形成的微电流，即输出电流I_o满足的非线性关系为

根据线性电流源条件，输出电流I₀≈I₃≈I₄。由此解出的输出电流已与电源电压无关，其温度特性只由电阻和MOS管的尺寸比决定，由于迁移率导致k的负温度系数，并形成I_o的正温度系数，但系数并不是常数，即

该偏置电路M₃管所提供的NMOS跨导为

当M₃/M₄进入亚阈输出电流控制区后，相当于电路中的M₃/M₄管用NPN管代替、即M₃/M₄管完全类似BJT的I－V指数关系，其V_GS等效为V_BE，ΔV_GS等效于ΔV_BE。而压差定义电阻电流，在忽略电阻温度系数的条件下偏置电流呈现正温度系数，且系数是稳定的常数，可用于基准中的电流补偿，即

在以上两种模式的分析中，都需要两支路电流更加严格地匹配。因此，基本的Wilson自偏置恒流结构的设计，同样适合改进的Wilson自偏置电路结构。两者相比，改进的Wilson结构所需的最低工作电压略有提高。

图3－15　单调型自偏置结构中的电阻位置

对于同样采用NMOS Wildar类型的单调型自偏置电流源，电阻的位置很关键！静态考虑无关紧要。而从动态的启动过程考虑，当R置于MOS二极管下时，由于该MOS管W/L大且为偏置管，则启动过程为负反馈控制，而且电阻本身还有负反馈作用，则启动阶段无正反馈自激，无法建立稳态，如图3－15所示；当R置于非MOS二极管，而是高阻恒流MOS的源下，则该MOS管W/L大，对MOS二极管偏置电流进行放大，启动阶段为正反馈，启动能够自动建立，平衡点附近电阻负反馈起主导作用而维持稳定工作点。

3．5．4　CMOS型自偏置电路

CMOS型偏置电路充分利用数字CMOS工艺技术，电路中不采用各种类型的扩散或多晶等线性电阻，仅利用偏置电路形成的MOS线性电阻取代原电阻R，构造相应的电路结构。基于此原理的一种CMOS单调型自偏置电路如图3－16（b）所示，电路的基本控制原理和特性与原对应的电路结构完全相同。

图3－16　全CMOS单调型自偏置电路

采用CMOS结构具有如下新特点，首先符合CMOS工艺的发展方向，其次有利于控制MOS电阻的温度系数和所占用面积。电路设计的关键在于偏置电流I₃，该电流应提供M6管较高的V_GS电压，强制M₅管进入线性工作状态，并通过对M₅管和M₇管过驱动电压的设计，控制线性电阻的大小及温度系数。由于M₅管V_TN的负温度系数，导致M₅等效线性电阻表现为负温度系数。

图3－17　CMOS V_TH型自偏置电路

CMOS管的偏置电路同样还可以应用到V_TH的自偏置结构中，如图3－17所示。通过控制V₁电位和M₄管的W/L，设定M₄管处于线性工作区，代替原电路中限流电阻R的作用。由于M₄的V_DS被M₆管的栅钳制在一个V_GS电压附近，因此V₁电位应在此V_GS基础上再向上提升一个V_TN电位，即V₁至少应保持在2V_TN电位以上。M₃也工作于线性电阻区。

CMOS自偏置电路的应用受到一定的限制，其问题在产生的偏置电流通过各相关电阻转换为电压时，为实现各电压分量所需要的可控温度系数，需要电阻的温度系数相同，这样电阻比值的温度系数近似为零，这是在电压基准产生电路中所常用的电流—电压转换技术。为实现此要求，电路中其他位置的电阻也要求用MOS管线性电阻取代。然而，对MOS线性电阻的控制，当其源和漏电位都是浮动时，控制的难度很大。很难在任何条件下都达到精确的线性电阻控制，通常只能对NMOS源接固定GND电位或PMOS源接固定V_CC电位的MOS管实现线性电阻的有效控制。

3．5．5　峰值型（Peaking）偏置结构

峰值型非线性电流源最初由BJT类型电路发展而来，用MOS器件取代相应的BJT管后，得到与之相对应的Peaking型MOS电流源。当MOS管偏置在亚阈电流的饱和工作区时，其电流电压关系与相应的BJT电路完全相同，在忽略电阻温度系数的条件下可形成PTAT电流；当处于强反型饱和工作区时，则表现出与BJT偏置完全不同的电流温度特性。

图3－18为BJT和MOS峰值型电流源电路。Q₁与Q₂、M₁与M₂的栅控电压不同，因此输入—输出电流为非线性关系。输出电流在随输入电流的变化过程中，存在一个峰值电流。完整的Peak型电流也可采用自偏置结构，且M₁和M₂可工作于强反型区或亚阈值区，以期获得不同的电流温度系数的控制。

图3－18　BJT/MOS非线性峰值电流源

峰值型与单调型自偏置电路的静态结构和输出电流控制机制基本相同，R为支路电流定义电阻。电阻R为避免在源端串联，而放置在MOS管的漏端。一是可以避免衬底偏置效应的影响，二是将原有的电流相互作用的单调型关系改变为非单调型关系。电路结构及其传输特性如图3－19所示。在饱和强反型条件下，电阻R定义的支路电流为

图3－19　峰值（非单调）型自偏置结构

在线性电流源的控制下，若I₃＝I₄＝I_o，则有

式中，M＝（W/L）₄/（W/L）₃＞1，由此解出

稳定的偏置电路可以提供稳定跨导控制，即

对比单调型自偏置结构的输出电流，两者提供的静态偏置电流关系相同。当增加M3和M4两管的W/L并使其均处于亚阈工作状态时，则输出的近似PTAT电流为

从动态控制机制上看，两者瞬态启动过程的控制近似相同。由于PMOS线性电流源提供相同的电流比例关系，即I₁～I₂为过原点的45°直线，I₃～I₄的非线性曲线关系能够确保两者之间一定存在一个除原点外唯一的交点A，该点即为偏置电路的静态工作点。在初始微小电流的启动阶段，电阻上的压降可以忽略，则M₃/M₄的W/L比例关系决定了电流I₃～I₄近似为比例放大关系，其曲线表现为初始斜率大于45°，此时表现为正反馈，启动电流得以增加。随着电流的增加，电阻上的压降增加，I₃～I₄的电流关系逐渐变为非线性而且其斜率逐步降低，此时反馈控制变为负反馈，导致达到最终的A点静态点。在静态工作点下，非线性电流源I₃～I₄一定处于负反馈的控制机制，从而确保静态工作点的稳定。

K因子倍增型和峰值型两者的动态控制特性和衬底偏置方面存在一定差异。电压偏置的核心内容是提高电流源的等效交流输出阻抗，降低MOS二极管的交流输出阻抗，比电阻阻抗分压更易获得较高的稳定控制。

3．5．6　多路自偏置结构

将以上双支路互偏置结构的基本原理推广到多支路中，可以通过引入负反馈控制进一步减小电源电压对偏置电流的影响。图3－20给出了一种三支路互偏置电路结构，其中M₆～M₈、Q₃为新增加的一路电流支路，该路电流与原先的偏置电路形成闭环负反馈环路。当电源电压变化时，若M_B6管栅电位减小使V_GS电压增加，则M₈栅漏电位下降，使得偏置电路M₁和M₂的栅电位下降，并使M₃的漏即M₆的栅电位上升，负反馈降低了以上各节点电压随电源的变化，维持支路电流的稳定。然而，反馈的引入也为偏置电路带来了不稳定因素，M₁和M₆构成了一个两级闭环运放，必须进行补偿，以保证偏置电路的稳定性。这里，通过MOS电容M₁₃将主极点设置在第一级放大器M₁的输出，从而保证了电路的稳定性。

附加支路的引入还大大降低了各支路静态电流的失调，若取M₆与M₄、M₈与M₂、Q₂与Q₃各对应器件的尺寸完全相同，M₆支路将复制M₄支路同样大小的电流，则M₆管将M₃的V_DS电压钳位在V_GS6，与M₄近似相同，M₃和M₄以及M₁、M₂两组电流镜的匹配精度大幅度提高。显然，以上三支路形成互偏置结构，输出偏置电流的静态和动态特性相对两支路自偏置结构有明显的提高。

图3－20　三路互偏置电路结构

为进一步提高电路性能，可将图3－20中的普通线性电流源改为宽摆幅的Cascode电流镜，构成如图3－21所示的偏置电路结构。同时，增加M₁₅一路电流源输出为NMOS Cascode电流镜提供偏置，最终形成V_b1～V_b4电压输出的宽摆幅Cascode偏置。由于采用多支路互偏置结构，电路的启动更加困难，为保证电路顺利进入设定的静态工作点，必须增加启动电路。有关启动电路的原理和结构设计将在下文专题分析。此外，增加相关数字控制可完成对偏置电路的关闭或正常开启的控制。

图3－21　Cascode偏置电路图

当基本的偏置电流产生后，同样可采用多支路互偏形成低压高性能Cascode电流偏置。图3－22为一种三支路互偏置的宽摆幅N/PCascode偏置电路，其中M₁₈～M₂₂、M₂₃～M₂₇工作于线性区，这种偏置方法的优点是偏置电压对衬偏效应不敏感。为使电路中各MOS管在温度、工艺角（Process Corner）和电源的变化下仍能很好地维持在饱和区，Cascode结构中靠近GND的NMOS以及靠近V_CC的PMOS，其V_DS应高出对应MOS管的过驱动电压约几十毫伏。启动管M₅和M₁₄保证偏置电路建立在所需的工作点，而非零点。在高速电路中，由于寄生电容的耦合影响，偏置电路通常也需要足够的带宽，因此过度地减小偏置电流以降低功耗是不合适的。此外，为保持电流镜的匹配精度，线性电流镜的电流复制比例不能过大，通常控制在5∶1的范围以内。

图3－22　三支路Cascode互偏置结构