组合放大电路

5．3　组合放大电路

单级放大器的增益有限，需要将各单级放大电路组合在一起，提高整体电路的增益和信号处理能力。在多级组合放大电路中，首先应保证各单级放大电路的输入和输出都处于适合的静态工作点，各级电路均处于有效的放大区，尤其是前级驱动后级时，应特别注意前后级直流静态工作点的匹配。从交流小信号放大的角度看，采用N型与P型增益结构没有实质性区别，但从直流电平的变化角度看，不同类型放大管对前级输出的共模电平影响不同，后级放大电路的V_GS电压具有对前级放大电路输出电位定义或钳位的作用。因此，前级电路的负载与后级电路放大管的类型应相互配合，实现级间电路静态工作点匹配的要求。直流电平移位是多级放大电路中所必须考虑的问题，与集成放大电路全局偏置的结构特点相对应。

普通电阻分压的直流电平移位，对直流信号和交流信号有相同的衰减，无法实现电平移位电路的基本要求。二极管或MOS二极管s则是一种比较有效的直流电平移位电路，经恒流源的偏置，其直流导通电压可提供V_BE或V_GS固定直流电平移位，而交流信号则由于交流阻抗很小而近似为跟随传输。

5．3．1　Cascade组合放大电路

组合放大电路除了实现高电压增益的基本要求外，还能通过不同类型单元电路的有机组合，实现线性信号处理不同功能和性能指标的要求。

在图5－15所示的两级Cascade组合放大电路中，CS－CS组合电路实现的是电压放大。当前后两级CS采用N型与P型输入结构搭配运用时，放大管的直流工作点容易匹配，并适合静态低电流和宽摆幅输出的状态。

图5－15　基本的两级Cascade组合放大电路

由于电压和电流放大下的负载特性完全相反，因此单一的放大电路无法同时实现电压与电流放大，而CS－CD组合电路则能实现电流与电压同时放大，即功率放大。首先CS输入级实现高阻下的电压增益，随后再由CD电压跟随实现低阻下的电流增益，最终完成功率放大。其中CD作为内部电压放大电路实现满量程放大信号对输出负载的隔离缓冲作用。

CD－CG－CS是一种三级组合电路，首先通过电压缓冲级将输入电压转变为电流信号，然后再通过CG的电流跟随将电流信号转变为输出的电压信号。因此，CD－CG结构中前后两级放大管的类型一定是相反的，当CD采用NMOS电压跟随时，CG一定是PMOS电流跟随，反之亦然。CD－CG通常可用于Class AB模式的CMOS差分输入对。此外，当CD－CG中流过固定的电流时，该结构还可作为电平移位结构，形成的固定偏压为V_GSN＋V_GSP。

为使互补输出管获得差分电流驱动，可利用输入电压跟随器再经CG的电流转换后得到反相变化的两路电流，最后经过电流镜的线性传输驱动互补输出管，实现Class B的放大。电路结构如图5－16所示。

图5－16　基于CD－CG－CS的Class B/Class AB电压放大电路

以上互补增益电路可以工作在Class A、Class B以及Class AB的各类模式下，具体模式的设定取决于输入PMOS和NMOS电压跟随器正常工作的共模信号范围，即（V_ic，p＋V_TN＋V_TP＋Δ_p8＋Δ_n5）＜V_bn、（V_ic，n＋V_TN＋V_TP＋Δ_p6＋Δ_n7）＞V_bp。根据电路工作状态的限制，为使V_ic_，p与V_ic_，n存在公共的交叠区域以形成Class AB驱动，则应满足V_ic_，p，max＞V_ic_，n，max的条件，即

［V_bn－（Δ_n5＋Δ_p8）］＞［V_bp－（Δ_n7＋Δ_p6）］　　　　（5－23）

静态条件下，NMOS与PMOS对称管中流过相同的静态电流，即Δ＝Δ_n＝Δ_p，则形成Class AB驱动的必要条件为V_bn＞V_bp，交替越大则静态电流也越大，动态范围越宽。很大的V_bn配合很小的V_bp，则进入Class A模式；当V_bn＝V_bp时，处于Class B模式，产生交越失真；当V_bn＜V_bp时，进入Class C状态，电路效率进一步提高，但截止失真增大。

该电路NMOS与PMOS独立输入支路的电压增益，分别对应为Class B工作点下两区域内的电压增益，设r_o为导通MOS管的输出阻抗，则

在Class A的驱动模式下，输出CS增益级阻抗变为导通MOS管输出阻抗的并联，即r_o＝r_on∥r_op，同时考虑到对称设计中电流镜的比相同，即g_m1/g_m4＝g_m2/g_m3＝M，则Class A模式下的总增益A_v＝A_vn＋A_vp，有

5．3．2　CS－CG Cascode组合放大电路

当有源放大管采用电源方向上的垂直级联而非水平级联方式时，即构成Cascode组合放大电路，同样可实现类似于Cascade结构的电压增益倍增效应，但实现的方式和途径不同。Cascade通过信号级联放大的方式提高总增益，适合低压电路设计，但带来了电路稳定性和频率响应性能较差等方面的问题；而Cascode主要通过提高输出阻抗的方式实现增益的提高，相比Cascade它具有更优异的频率响应特性，但通常需要较高的电源电压。

对于Cascode结构，由于信号只能先从MOS管的栅极输入，因此输入级为CS电压增益，其漏极输出作为第二级放大电路的源极信号输入，经CG放大输出。当Cascode结构中的CS和CG为同类型MOS管时，称为套筒式（Telescope）Cascode结构；当CS与CG中的MOS管类型相反时，为折叠式（Folded）Cascode结构。Cascode尤其是Telescope Cascode采用同方向上的垂直级连，所需的最低工作电压有所提升，Folded Cascode由于改变垂直级连的方向，因此工作电压的下限值相比Telescop Cascode略有降低。然而，Folded Cascode多出的一条支路需要另外的静态偏置，功耗性能略有损失。

1）NMOS二极管负载Cascode结构

首先考虑图5－17（a）所示的MOS二极管低负载阻抗下的Cascode电路，可分别计算出CS、CG的增益。考虑衬底偏置效应的影响，CS输出阻抗为α₂/g_m2，在I_DS1＝I_DS2的条件下，则其增益为

CG的输出阻抗为α₃/g_m3，在I_DS2＝I_DS3的条件下，则其增益为

CS－CG的总增益为

以上结果表明，对于N型CS－CG Cascode增益电路，当采用低阻负载时，Cascode的高增益性能无法充分发挥，而且NMOS负载中的衬底偏置效应还将带来严重的非线性失真。

2）PMOS恒流源负载Cascode结构

为充分发挥Cascode增益倍增效应，应增加电路的输入跨导并提高输出阻抗，负载应采用恒流源有源负载。图5－17（b）给出了一种采用PMOS恒流负载的N型Cascode电路结构，若放大管及负载的静态电流相同，即图中M₄管不存在时，则由输入管跨导和输出负载阻抗决定的Cascode电压增益为A_v≈－g_m1r_op。在饱和工作条件下，由于增益与偏置电流的平方根成反比，因此减小电流可使增益提高，直到电流减小，管子进入亚阈值区后，增益达到最大。

图5－17　基于CS＋CG共源共栅的Cascode放大电路

图5－17（b）中M₄管为CS增益管M₁提供额外的电流注入，以提高其跨导，同时使负载保持较小的静态电流，提高输出电阻，其电压增益比以上分析的基本电路增益A_v＝－g_m1r_op有一定改善。当注入电流较大而负载电流较小时，考虑到I_DS1＝I_DS3＋I_DS4，应有

提高I_DS4并降低I_DS3，可满足跨导增加与阻抗增加对静态电流的不同要求，以改善增益特性。

3）高输出电阻套筒式（Telescope）Cascode结构

提高Cascode电路的增益，除了增加放大管跨导外，还需增大输出阻抗。为使输出阻抗达到最大值，其有源负载应与Cascode放大部分的输出阻抗相匹配，为此可采用Cascode恒流负载，由此形成一种放大与负载平衡式的套筒式共源共栅Telescope Cascode增益结构。电路如图5－18（a）所示，其电压增益为

图5－18　高阻输出的Cascode放大电路

若采用对称平衡设计，所有饱和MOS管的跨导、本征输出阻抗均相同，且α₃＝α₂＝α，则以上增益可简化为

此电路结构存在的主要问题是输出电压动态范围窄，需采用宽摆幅的恒流源负载以缓解以上不足。

4）折叠式（Fold）Cascode结构

为进一步克服Telescope Cascode电源电压高、输出摆幅小的缺点，可采用一种折叠式的Cascode增益结构，电路如图5－18（b）所示。图中I₁恒流源为放大支路的公共负载，M₁为N型CS放大管，M₂为P型CG放大管，M₃恒流源为CG提供静态偏置。与Telescope Cascode放大电路不同的是，Fold Cascode放大器中CS放大管与CG放大管的类型相异，因此直流电平移位的方向相反，有利于电源电压的减小。但由于增加了一条电流支路，电路功耗增加。通常，静态下各支路偏置电流相同，即I_DS1＝I_DS2＝I_DS3＝I₁/2。类似于差分结构，若g_m1＝g_m2，则

A_v＝－g_m1｛r_ds3∥［g_m2（r_ds1∥r_dsI1）r_ds2］｝≈－g_m1r_ds3　　　　　　（5－33）

增益与输出电阻与Telescope Cascode相近，且输入放大管容易工作在饱和区。同样，M₃管改成N型Cascode电流镜后，可实现Folded Cascode输出阻抗匹配下的最大增益。