5．2 单级放大电路
在CMOS单级放大的CS、CG和CD三种基本结构中，CS和CG分别为反相与同相电压放大。电压放大的原理是基于输入放大管的交流小信号跨导gm在输入信号Vin的作用下产生相应的输出电流变化，而电流的变化在负载上转换成输出电压的变化。显然，若放大管的输出阻抗和gm越大，在相同的输入电压信号下可以获得更高的输出电压，电压增益也相应提高。对于CS，输入Vin施加于VG，VS＝VGND，VGS＝Vin；对于CG，输入信号施加于VS，VG＝VGND，VGS＝－Vin，而CS/CG增益的输出位置相同，因此两者的增益极性相反，但绝对值基本相等。CG在实现电压增益的同时具有电流跟随的作用，与此相对应的是，CD在实现电流驱动的同时具有电压跟随的作用。
5．2．1 CS/CG单级放大
1）CS/CG基本原理
为深入理解电压放大器的基本原理和结构特点，可以从多方位多视角推导出电压增益模型。首先可以从对直流工作点的分析中求出CS电路的增益。在静态分析法中，根据图5－1所示电阻负载CS电路结构下的静态饱和工作电流连续性约束条件，得
方程两边同时对Vin求偏导，得到
若忽略沟道长度调制效应，即1＋λIDS≈1，得到在直流工作点下的小信号电压增益为
另外也可根据交流信号的等效变化直接求出CS增益。由图5－1所示的交流小信号等效电路，输出电流gmVin在等效电阻负载RL，eff＝RL∥ro上形成的输出电压为Vo＝－gmVinRL，eff，由此得到与式（5－3）相同的交流小信号增益表达式。本质上，以上两种方法都是基于数学模型的分析方法，虽然推导过程略显复杂，但却能得到比较精确的结果。
最后一种方法是物理分析法，它是根据基本的电路约束条件和具体的工作状态特点，在忽略次要因素对电路影响下的一种简便方法，具有物理概念明确，数学推导简明的特点，但由于采用的方法近似，对复杂电路的分析精度便不足。
对于确定的电路结构，根据电流连续性条件，包含静态工作点在内的各种状态下的电流均应保持连续，这是电路的基本约束条件，由此可知瞬态信号电流也应连续。满足静态和动态电流的连续性条件，等效于电流的变化量满足守恒条件，即放大管与负载电流的总变化量为零。
图5－1 共源增益及其小信号等效模型
在交流小信号下，固定电平等效为交流接地，则在输入信号υi和输出信号υo的小信号变化下，输出电流变化满足的连续条件为
由此解出小信号增益为
从以上三种分析方法可得到相同的结论。电压放大的根源在于饱和区下VGS和VDS电压对输出电流控制的非对称性，也就是gm和gd对电流控制的非对称性，并且MOS管饱和工作可确保这种非对称性达到最大。电压增益为跨导与输出总导纳之比，也可表示为输出等效输出阻抗与等效CG输入阻抗之比。
根据负载的不同，CS单级放大电路有不同的实现方式，如图5－2所示。图5－2（a）中放大管M1采用NMOS器件，负载RL采用无源线性电阻，等效负载RL，eff＝RL∥rds1≈RL，增益Av＝－gmRL，则提高CS增益需增加负载电阻RL。对于线性无源电阻，其交流阻抗与直流阻抗相同。当静态电流确定后，一味增加RL阻值将使输出静态点的电压降低，使M1进入线性区，这样就减小了增益同时也减小了输出电压向下变化的摆幅空间。因此，基于线性负载的CS结构的主要缺陷在于交流增益与静态偏置难以协调，而且大阻值无源负载电阻需要占用很大的芯片面积。此外，输出信号的共模范围、线性与失真也是CS放大电路应关注的内容。
图5－2（b）中，NMOS负载管M2采用高电位VGG偏置，而图5－2（c）中则直接采用电源VCC偏置。在这两种情况下，负载管的VGS均随Vo而变化。控制栅偏压使负载管始终工作在饱和区，其负载电阻近似为1/gm2，则单级增益降低为Av＝－gm1/gm2＝－f（W/L）1/f（W/L）2，电压增益最终归结为器件尺寸之比，减小负载管的尺寸（W/L）2可使增益适当增加，电压增益的可控制性得到改善。然而，由于M2管VGS2的直流导通作用，输出电压的高电平摆幅相对VGG或VCC减小一个变化的VGS2电位，即高电平输出至少损失一个VTN，而输出低电平则由负载管和放大管的W/L决定。更为重要的是，负载NMOS管在N阱工艺下存在比较严重的衬底偏置效应，由于负载电流不恒定以及衬底偏置效应的影响，该类放大器将引入严重的非线性失真。输出摆幅窄和失真大是此类负载CS结构的主要缺点，采用PMOS二极管可克服非线性失真，但输出摆幅仍至少减小一个VTP。
图5－2 不同负载下的CS单级放大电路
采用恒流源负载，可以有效克服以上结构的不足，一方面可消除交流增益与直流工作点对负载阻抗的要求上的对立，另一方面可增加输出信号的动态范围，降低非线性失真。在理想恒流源负载下，假设理想恒流源的等效阻抗为RL，放大管M1的等效阻抗为ro，则RL》ro，即电路等效输出阻抗为放大器的本征输出电阻，此时的增益定义为放大管的本征增益。饱和工作条件下的单位电流跨导为
因此，对于CS或CG单级放大结构，其电压增益为
从式（5－7）可以看出，提高恒流源负载增益的主要措施是降低过驱动电压、减小静态工作电流以及增加MOS管沟道长度L。但是由于亚阈区的限制，当静态电流或过驱动电压趋近于零时并不能无限制地提高增益，在亚阈状态下的最大本征增益为
考虑到负载有限阻抗对增益的影响，有源负载的CS增益比其本征增益明显要低，当负载阻抗与放大管输出阻抗相同时，增益减小1/2。因此，实际CS单级增益最大值约为100，即40dB。因此，继续提高增益则需采用多级增益级联结构。
对于栅压固定，Vi由源极加入、在漏端输出的CG增益结构，由于gmVGS＝－gmVi，栅控电流源的方向与CS状态相比大小相等、方向相反，导致电压增益由CS的反相增益变成CG的同相增益，其增益关系保持不变，对比结果为Av（CS）＝－gmRL，eff、Av（CG）＝gmRL，eff。
CG与CS的差异还表现在输入阻抗上。CS为直流高输入阻抗，CG为直流低输入阻抗，由于输入阻抗的差异，导致对前级放大电路负载驱动要求的不同。CS为电压放大，而CG中输入和输出都在同一条支路，输入和输出电流相同，CG结构因此实现了电流缓冲作用，可作为电流跟随器，并通过输出阻抗间接实现电压放大作用。
图5－3 ±RS反馈电阻控制的有效跨导
高增益与增益的可控性通常是一对矛盾。为了提高增益的可控性，需要降低运放增益。降低并稳定电路增益的一般方法是采用系统闭环负反馈结构。这里介绍一种简单的源极电阻串联反馈控制机制，其本质是一种局部的电流串联负反馈的控制。源极反馈电阻RS对CS增益的影响如图5－3所示，该电阻可人为引入或由寄生形成，由于电流在RS电阻上形成的压降抑制了放大管VGS的变化，稳定了电路静态工作点，降低并稳定了电路的开环增益。
由于RS电阻的引入，输出端到地的输出阻抗因受有源放大管的调制而倍增，即放大管漏端到地的单端输出阻抗ro，boost＝ro＋RS＋gmroRS≥RL，则等效的输出阻抗保持为RL。在±RS起反馈作用的条件下，该单元电路的电压增益为
若将RS电阻看成为放大管的一部分，并设其等效跨导为Gm，对比基本CS电路的增益表达式，有
因此，对于CS/CG增益，电压增益为输出阻抗与等效输入阻抗之比。降低MOS管源寄生电阻RS对保证跨导和增加增益十分重要。相反，当RS电阻为负阻时，跨导增加，增益倍增。
2）CS单级放大基本结构
现以CS单元结构为例，讨论各类典型电压放大电路的不同特点。各类增益结构的差别主要体现在负载特性方面，由此造成增益、动态范围等性能指标的显著区别。
（1）CS源电阻反馈控制结构
由MOS二极管饱和电阻构成RS正电阻电路如图5－4（a）所示，交叉耦合的正反馈MOS管构成交流小信号负电阻电路如图5－4（b）所示，它们的等效跨导分别为
图5－4 正负RS电阻CS电压放大器
放大管M1的源电位提高，衬底PN结由原来的零偏变为反偏，导致VTH增加，并使输出电流减小。另一方面，衬底电压的栅控调节即背栅跨导因子gmb体现出衬底偏置的影响。总的跨导因子gmT应包含正栅与背栅的共同作用，即
式中，η＞0或α＜1，即跨导调制因子1＋η＝1/α，使跨导增加。衬底偏置引起的背栅跨导与开启电压调制对输出电流产生不同的影响，引入信号处理的非线性失真，因此一般条件下均应避免或抑制衬底偏置的作用和影响。
（2）NMOS有源负载裂变结构
图5－5 NMOS负载裂变的CS
在N型CS电路中如图5－5所示，将NMOS负载分裂成两个MOS二极管管M2和M3的串联。根据串联电容由小电容决定、串联电阻由大电阻决定的电抗串联电路的性质，M2设计为最小面积而M3管采用倒宽长比设计。在此条件下，M2的栅电容CGS2最小，决定了输出级的电容，而小的输出电容有利于改善频率响应特性；同时，M3的输出阻抗较大，决定了输出级的阻抗，而较高的阻抗有利于满足高电压增益要求。该负载分裂结构以牺牲输出级动态范围为代价，通过兼容两个不同W/L MOS器件各自的特点，兼顾了增益与带宽性能的共同需求。因此，其－3dB带宽由M2的栅电容与M3的1/gm3T阻抗共同决定，即
（3）PMOS有源负载结构
图5－6 PMOS有源负载CS结构
反映对输入电压信号电流感应的跨导参数gm为电压增益的内因，而将电流转换为电压的输出阻抗则为电压增益的外因。对于采用PMOS恒流负载的N型CS结构如图5－6所示，M3和电阻R构成电路偏置，M1感应输入电压变化而引起的输出电流变化量gmVGS必须能被对应的输出电流变化量VDS/Ro，eff而抵消，考虑到电压的变化极性，有
显然，跨导越大，输入引起的电流越大，需要的输出电压变化范围也越大，增益越高。接入负载后，有效负载越小，则对应于特定的电流变化，输出电压的变化小，增益也越低。通过跨导和输出阻抗的增加而提高增益的实质要求在于提高器件的沟长L、降低过驱动电压或电流。当放大管进入亚阈区时，CS的电压增益提高到理论上的最大值。
基于恒流源负载的CS结构不仅克服了静态工作点与交流增益之间的矛盾，电压增益得到显著提高，而且扩大了输出电压的摆幅范围。其中，为保证放大管和负载都位于饱和工作区，两管VDS的最小电压不能低于两管对应的过驱动电压Δn、Δp，则输出摆幅的损失最小值为Δn＋Δp，即近似为2倍的过驱动电压。当采用PMOS二极管负载代替恒流负载时，增益值下降为Av＝－gm1/gmp，输出摆幅的损失增加到Δn＋Δp＋VTP。
5．2．2 CD电压跟随器
如图5－7（a）所示，采用RS电阻串联负反馈的CS电路中，如输出电压由RS一端引出，则原来的CS电路将变为CD源跟随器，忽略放大管饱和输出电阻的分流影响，则电压增益为
上式表明，当gmRS》1时，Av→1，实现了小信号电压跟随作用。物理上，如需Vo电位跟随VG即Vi变化，只有保持M1管的恒流特性不变，即维持VGS恒定不变，而固定的VGS即意味着输出Vo对Vi信号的跟随。因此，RS必须采用高阻恒流偏置才能满足以上条件，如图5－7（b）所示，采用NMOS管作为负载。
图5－7 CD/CS电路结构
对交流信号而言，输出信号包含于输入信号之内，因此Vo＜Vi，即电压增益Av≤1。输出阻抗Ro＝（1/gm1）∥RS≈1/gm1，考虑到较小输出阻抗，CD结构具有很强的负载电流驱动能力和较高的频率响应特性。因此CD源极跟随器在电路系统主要用于交流信号低阻驱动下的电压缓冲或直流信号下的电平移位。对于M2管等效的恒流RS串联负载，考虑M1有源器件的衬偏效应及沟道调制效应后，电压跟随特性为
显然，衬底偏置效应的影响使CD跟随效果远不如CS，不但使增益偏离理想的单位增益，同时还引起较大的非线性。电压跟随产生的直流电平移位则限制了输出电平的摆幅范围。
如图5－7（b）所示，当NMOS放大管的源和漏分别存在电阻RS和RL时，在gmRS》1的条件下，则在两电阻的输出位置得到的电压增益分别为
在此条件下，电压跟随器的增益可以稳定精确地控制，相反，当反相CS放大器中两电阻均为高阻并为相同量级时，其增益同样降低到0dB附近。
5．2．3 互补推挽放大器
CS电压放大电路中，两个MOS管中只有一个为放大管，另一个为饱和恒流管，两管的作用并不相同，分别起到信号感应、电路偏置及负载的作用。与此相对应，互补推挽放大器（Push－Pull Amplifier）则是采用两种不同类型的放大管，同时感应输入信号并共同或交替地对负载进行驱动。互补放大电路的本质特点为两管互为放大管、同时互为对方的负载。
另外，根据两放大管对负载驱动的不同方式，即根据放大管静态偏置电流的不同设置策略，可分别构成Class A、Class B和Class AB三类不同的工作模式。若静态电流工作点设定较大，使任何一个放大管可以同时在输入信号的正负周期内工作，则构成Class A放大电路。在已分析的各类型单管放大电路中，通常为Class A工作模式，电路输出的共模信号一般设置在1/2电源电压处，在降低线性失真的同时，增加线性信号处理的输出摆幅。由于存在静态功耗，电源转换效率很低，因此Class A一般仅用于电压或电流放大，而不用于功率放大。
若设计的偏置使互补放大电路的静态电流为零，即NMOS、PMOS管的VGS电压偏置分别为VTN和VTP时，则在输入信号的全波驱动下，静态临界截止的两MOS管仅在各自有效的半周期内轮流导通，交替驱动负载，构成全波输出，这种工作模式构成Class B放大。由于MOS或BJT有源器件正常工作需要施加特定的开启电压，而Class B电路偏置的设置使得在输入信号为零的静态条件下，两放大管均处于截止区，最大限度地降低了静态电流，提高了电源转换效率，比较适合功率放大的应用场合。然而，在小信号输入下由于有源器件处于弱反型的临界工作状态，器件的电流输出驱动特性与强反型状态完全不同，并且由于输出电流较小使两放大管在其进入正常导通状态时，各自存在一段死区时间，形成交越失真。
当有源放大管的静态偏置更低并使器件进入深度截止时，则构成Class C模式放大，这种放大器虽然效率更高，但失真也更大。与此相反，若互补推挽驱动的静态电流设置为略大于零，即一对放大管静态时偏置在临界弱开启状态，则构成Class AB驱动模式。显然，Class AB是介于Class A与Class B之间并更接近Class B的一种工作模式，其输出电流驱动特性如图5－8所示。显然，Class AB以较小的静态工作电流为代价，有效克服了死区交越失真的影响，实现了类似于Class B互补驱动特性，保持了一定的电源利用效率并获得对非线性失真的抑制，成为线性模拟功放电路常用的一种电路结构。
放大电流的结构类型与工作状态的组合决定了放大电路的多样性及不同的性能特点，图5－9给出了单管驱动与双管互补驱动的放大电路结构。对于单管放大，一定是Class A型放大电路；对于双管推挽放大，理论上讲可以工作在Class A、Class AB、Class B和Class C等多种模式下，区别仅在静态工作点的不同。另一方面，对于Class AB放大电路，一定要采用双管的互补推挽驱动结构。
图5－8 Class AB的电流驱动特性
图5－9 单管驱动与双管互补驱动
速度与精度是放大电路的一对主要矛盾。静态特性中，精度更重要；而瞬态变化过程中，速度更关键。当通过增大静态电流的方式使带宽和压摆率SR增大，达到提高瞬态响应速度的要求时，电路增益性能将受到抑制。同样，通过降低电流以提高输出阻抗等方式而获得增益提高时，瞬态响应特性也受到严重的制约。Class A型互补推挽放大是实现高速负载驱动的最佳结构，但过大的静态功耗限制了这种电路的广泛应用。通过对静态电流的有效控制，Class AB互补驱动成为静态功耗约束条件下能够有效缓解速度与精度矛盾的一种最佳电路结构，即通过动态调节静态增益与大信号驱动，实现了速度与精度之间的协调和统一。因此，无论何种类型的推挽放大器，相对于普通放大器的主要优点表现在增益高、电流驱动能力强、压摆率SR大，因此在实际系统中获得了广泛的应用。
1）Class A互补驱动单元
Class A互补推挽放大电路的原型结构如图5－10（a）所示，它反映了输入交流信号的驱动特性，即输入信号同时驱动一对互补的CMOS对管。与常规Class A中输入信号只驱动唯一放大管的结构不同，推挽Class A放大器中两管互为放大管、互为负载。图5－10（b）为电路输入输出电压转移特性曲线，图中A、B线段内过渡区构成本电路线性高增益的放大区，而两线段以外的非线性饱和工作区和截止区，即数字电路的工作区。在非线性饱和区域和截止区，该电路构成一个经典的CMOS反相器。
图5－10 Class A互补推挽放大结构
对线性工作区小信号增益的分析，可利用变化电流满足连续性的守恒限制条件，其交流小信号约束为（gmnVi＋gdnVo）＋（gmpVi＋gdpVo）＝0，由此解出的交流小信号电压增益为
以上增益成立的条件为两管均处于饱和工作区，否则当其中任一放大管进入线性区后，电压增益将迅速降低。在输入信号的直接驱动下，为兼顾两个放大管位于饱和工作区，输入与输出将限定在很窄的电压范围内。
由NMOS M1管的饱和条件，其临界上限限制的B点为（Vi－VTN）≤Vo，即（Vi－Vo）≤VTN。图5－10（b）中Vo＝Vi代表图中过原点的45°角的射线，M1饱和条件限制临界点为图中过B点的直线，相对于过原点直线向右平移VTN；同理，由M2管的饱和条件，其临界下限限制的A点为VCC－Vi－VTP＜VCC－Vo，即Vo－Vi＜VTP，则M2饱和条件限制下的临界范围为过A点直线，相对向左平移VTP。
因此，饱和状态下的线性放大区为输入和输出信号范围限定在AB之间的转移曲线。输入信号的静态偏置点只能选取AB之间的中点，以确保最大的动态范围。设AB曲线的中点对应于临界输入转折电平V＊i，忽略输出电压的调节作用并由其饱和电流相等的条件，得到：
在N/PMOS管的对称设计下，V＊i≈VCC/2。由于输入信号的动态范围Vid很小，则饱和状态下输入信号Vi的变化很小，A点的输入近似为（Vi＊－1/2Vid），B的输入近似为（Vi＊＋1/2Vid），则在线性范围内的输出电压范围为
输出电压的变化量为ΔVo＝Vo，max－Vo，min＝VTN＋VTP－Vid，再根据电路增益与输入、输出信号的关系式Vid＝ΔVo/｜Av｜，得到的输入动态范围为
在两管饱和高阻放大区，输入信号从低到高变化并逐渐接近A点时，NMOS管由截止到饱和弱开启，PMOS管由线性小电阻逐渐过渡到非线性大电阻，电流逐步由零开始急剧增加。同样，当输入信号逐渐远离B点时，PMOS管逐渐由饱和导通进入截止，而NMOS管由非线性大电阻进入线性小电阻，电流由饱和状态下的最大值逐步减小到零。当输入信号位于AB之间时，两管均为饱和电流并近似保持不变，Vi的增加和Vo的减小，使NMOS电流既有增加也有减小的趋势，PMOS电流也有同样的变化规律。最终的作用是电流总的变化量为零，在新的平衡点下电流连续，饱和区电流值与V＊i平衡状态下的电流值相比变化很小。
CMOS互补驱动的静态工作点包含在输入信号Vi中，由于需兼顾N/P两种类型MOS管的饱和恒流状态控制，而其静态工作点无法由偏置电路或前级电路的输出信号精确设定，因为基本的偏置只能独立地对PMOS或NMOS管分别设置其静态工作点。另一方面，即使能够确定其静态工作点偏置，静态电流也很大，不利于放大器的低功耗应用。因此，不难得到如下结论：基于输入直接驱动的Class A模式CMOS互补推挽放大器，无法直接获得实际应用，当输入信号静态点偏离V＊i达到Vid/2的变化量时，总有一个放大管进入线性电阻区，增益急剧下降，当偏离量继续增加导致其中的一个MOS管进入截止区时，便成为典型数字电路中非线性工作区下CMOS倒相器的应用模式。
2）电平移位互补推挽放大原理
根据偏置电路的基本特性和互补驱动的实际需求，只需对互补放大电路中任意一个MOS管采取独立静态点偏置的设置，经过直流电平VLS移位后再驱动相对应的另一个MOS放大管，这将有效解决互补推挽放大电路中两放大管静态点设定的难题。
对电平移位电路的要求是直流电位差固定、交流短路，即交流阻抗为零。根据偏置电压及移位电平VLS的数值，可控制静态电流的合适范围，将电路设定在Class A、Class B或Class AB等不同的工作模式。图5－11（a）中，输入信号Vi直接驱动PMOS放大管，并经VLS降压移位后再驱动NMOS放大管。利用VLS可控制NMOS与PMOS合适的共模电平偏置。当静态点下两管的电流或过驱动电压均较大时，构成Class A放大；若静态电流为零则构成Class B放大；若存在微弱的静态电流则构成Class AB，Class AB推挽驱动可使交越失真降低到最低。
当推挽放大电路工作于Class A的驱动模式时，扩展输入动态范围需要有较大的静态偏置电流或过驱动电压，输出阻抗和增益均比Class B或Class AB小。对于图5－11（b）所示的结构，M1与M2饱和区电压状态的限制范围修正为Vo，max－VTP＜Vin＜Vo，min＋VLS＋VTN。
图5－11 电平移位互补推挽放大结构
相比于基本的Class A推挽放大，电平移位Class A结构的静态偏置电流和过驱动电压均减小，输入和输出动态范围增大。当Vin以PMOS为参考定位，其静态点设定在比A点略高的位置，在Vo，max＝VCC、Vo，min＝0的条件下，通过VLS的作用，使饱和恒流偏置的限制条件成立。若以NMOS为参考定位，饱和条件的限制条件变为Vo，max－VTP－VLS＜Vin＜Vo，min＋VTN。
静态点设定在比B点略低的位置，同样通过VLS的作用使饱和恒流条件满足。因此，VLS有效地分离了两放大管静态点的相互影响，并且通过移位电平的有效控制，使得某一放大器由截止变为饱和导通时，另一MOS管则由线性电阻区迅速进入饱和导通区，降低线性电阻的过渡区域，提高输出动态范围。
对于Class B放大电路，NMOS管的静态点设为A点，PMOS为B点；而Class AB模式的确定，只需将NMOS工作点设定得比A点略高、PMOS工作点比B点略低。由于输出阻抗增加导致的增益增加，将使动态或线性范围减小。采用电平移位后，图5－11（b）中的两条转折曲线其交流特性实质上是重合的。
3）CD Class AB互补推挽结构
CD电流增益或电压缓冲电路中同样存在与CS类似的互补驱动结构。基于图5－12（a）的电平移位原理，图5－12（b）给出了根据此原理设计的一种实际Class AB电压跟随电路。其中，前一级为NMOS放大管的CS增益级，与PMOS恒流源负载之间串联了两个异型MOS二极管管实现的直流电平上移位电路，移位幅度近似为VGSP和VGSN，分别给第二级即CD电压跟随输出级中两个对应MOS管提供静态偏置。Vin＝0时，控制静态工作点使输出管M1和M2位于临界开启状态，即构成Class AB的电压输出跟随电路。相对于Class A模式下的CD电压跟随器，互补电路的负载驱动能力和输出动态范围得到有效的改善和提高。
图5－12 Class AB电压跟随器
MOS二极管的电平移位无法直接用于CS的Class AB电平移位，因为当输出管或移位管的类型上下互换构成CS增益后，输出管的栅驱动电平短路连接，电平移位无法起作用，则需要采用其他的移位方法。
4）CS Class AB互补推挽结构
Class A的互补推挽驱动需要消耗较大的静态电流，而Class B的互补驱动失真大。因此，Class AB互补驱动电路由于静态电流小、效率高、失真小而在大电流负载及功率驱动领域获得了广泛的应用。
图5－13（a）中的Class A放大电路，由于采用固定偏置电流驱动电容负载的结构设计，在大信号驱动下输出电压的充放电速率受到限制。采用图5－13（b）的推挽驱动后，负载驱动电流不再固定，而是随输入信号的增加而提高，动态响应速度明显改善。图中，输入采用电流信号激励，两输入电流的方向相同，并假设均注入到电路中，中间模块为采用恒流源I0隔离偏置电路，M2与M3，以及M1与M4电流镜W/L之比为m，则输出电流为I2＝mI3、I1＝mI4，其中I3＝I0－Iin，I4＝I0＋Iin，输出电流的变化量为ΔI＝I2－I1＝－2mIin，电流增益为－2m。与输入电流变化对应的输入电压变化为Vi，即Iin＝Vi/（1/gm）＝gmVi，则电压增益为
图5－13 Class AB推挽放大非固定SR驱动
该电路的主要缺点是隔离恒流源的设计相对困难，由于D、S电位都在变化，无法采用固定栅偏置，只能采用VGS固定的动态偏置技术，增加了电路设计复杂度。
采用互补电流镜的并联可实现直流电平的固定移位功能。如图5－14所示的电路中，NMOS CG管M7的直流偏置为Vbn，其值约为两个VGSN，经过M7的直流移位后，同时给输出M1放大管提供一个VGSN静态偏置电压；同样，PMOS CG偏置Vbp相对VCC降了两个VGSP，经过M6的电平移位后，提供给M2放大管一个VGSP静态偏置电压。
图5－14 Class AB工作点的一种偏置结构
原始输入电压信号通过M5的CG增益结构转化为电流信号注入到电平移位电路中。该电平移位偏置结构的优点是电路的工作点比较容易确定。由于M5管输出结点位置的阻抗由M7管的1/gm7决定，而M5CG增益的低阻输出确保了该级的电压增益不高，M1管有效驱动信号VGS1的变化不大，该交流信号传输到M3/M2管后VGS2的变化也不大。
由于M3保持在饱和状态并提供恒定不变的电流，则当Vi增加时，M5电流减小，VGN1电位随Vi而增加，M7电流减小，必然导致M6电流增加，两者的电流变化量相等以保持新的平衡。由于VGS1＝（gm5/gm7）Vi，则gm7（－VG1）＋gm6VG2＝0，得到VG2/VG1＝gm7/gm6。若gm6＝gm7，即可保证VGS2跟随VGS1的变化；若gm5＝gm7，则VGS1又可跟随Vi的变化。在Vi、VGS1、VGS2的动态范内，应确保移位支路上各MOS管均工作在饱和区。在静态工作点下，设计中M4和M5两管的过驱动电压之和略小于VTN，则Vbn的Class AB偏置使M1管微导通，同时使M4、M5两管满足VGS1＝VDS5＋VDS4＞Δ4＋Δ5的条件，确保M4、M5两管静态下的饱和工作区状态。
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