反馈放大电路

7．2　反馈放大电路

无论信号的前馈和反馈，都存在于电路系统的信号传输中。前馈和反馈结构，有些是寄生产生的，有些是人为设定的；有些信号通路既可正向传输，也可实现反向传输，无论何种类型的信号馈通结构，对电路性能和稳定性均产生重要影响。本节讨论的闭环负反馈结构是运放系统实际应用及性能改善的必然要求。

7．2．1　负反馈控制原理与电路结构

反馈电路分析中的首要问题是首先分清信号传输的前向和反向通路。信号在电路中的传输，本质上讲都是双向的。对于实际运放的主通路，其信号的反向传输很微弱并可忽略；同样，反馈网络中信号的正向泄漏因其增益小于1，相对前向主通路的高增益非常微弱而可忽略。因此，在反馈电路系统的分析中，信号通过反馈环路的正向传输可以忽略。同时，开环运放中只有高增益的正向信号传输，输出信号通过开环增益电路的反向传输也可以忽略。这种单向化的信号传输大大简化了电路分析的复杂度。换言之，通过判定信号传输增益与信号传输方向的相关特性，可以方便地判断电路中的开环增益主通路以及反馈通路。

由于负反馈将输出信号反馈到输入并与原始输入信号相减，使输出减小并达到稳定，一般有

式中：F——反馈系数；

A_ol——开环增益，T＝FA_ol为环路增益。

当环路增益T→∞时，闭环增益A_cl＝1/F，信号的传输特性仅由反馈网络传递函数决定，而与开环运放的增益无关。反馈网络F的可控性和稳定性，正是闭环负反馈获得最广泛应用的根源。此外，反馈网络F的单位量纲可以为无单位量纲、电阻或跨导量纲，从而实现不同传输类型的信号放大。对于何种类型的闭环系统，负反馈总是可以带来以下4个方面性能的大幅度改善与提高。

1）可控的电路增益稳定性与一致性

一般运放的开环增益很高，但增益均匀一致的可控性很差，因此开环运放的直接应用存在线性工作点以及输出信号稳定这两方面的严重限制。闭环运放的增益在特定条件下仅由反馈网络的传递函数决定。由于反馈多采用RC无源结构，闭环增益精确可控，谐波失真小，并且工作点稳定可靠，从而实现一般意义上线性信号运算处理功能，这也是运算放大器名称由来的根源。

根据闭环传递函数，闭环增益相对于开环增益的变化量为

整理后，得到闭环增益与开环增益两者相对变化率之间的关系为

因此，闭环增益的相对变化率比开环增益的相对变化率降低了1＋T倍。当环路增益T→∞时，闭环增益的相对变化很小并可忽略，这种状态在直流低频下通常成立。当频率增加到超出环路单位增益带宽后，T下降到单位增益以内，则以上闭环增益相对变化率稳定的特性消失，并接近开环增益的相对变化率。这说明超出环路单位增益带宽的高频条件下，高频特性对闭环电路性能变化产生显著的影响。

2）带宽扩展

对于一般的电路结构，运放的增益带宽积通常近似为常数。因此，闭环运放系统以降低电路的电压增益为代价，除了实现稳定增益的预期目标外，还能实现电路带宽的有效扩展，提高电路小信号处理的响应速度。采用单极点近似开环运放频率特性，设开环增益的－3dB带宽为ω₀，若反馈网络不引入附加的零极点，则闭环同样具有单极点的频率特性，即

式中A_ol0为电路在低频下的开环增益，则直流低频下的环路增益为T₀＝FA_ol0。

上式整理后可得：

显然，在单极点近似下，闭环－3dB带宽ω₀比相应的开环－3dB带宽ω₀提高了1＋T₀倍。

3）非线性失真和噪声下降

闭环负反馈带来的增益降低，具有扩展小信号处理线性范围的显著优点。闭环增益的相对变化率下降，对应于闭环增益与输入差分信号的变化关系减弱，即非线性失真降低，噪声减小。降低增益的宽线性范围低失真运放设计，在前一章中已有详细讨论。

运用负反馈可以减弱放大器中噪声或干扰的影响。更确切地说，可以提高信噪比。通过在有噪声的放大器A₁前面放置无噪声的放大器A₂与之级联，同时在整个级联结构上施加足够的负反馈以保证整体增益保持恒定。通过线性叠加，系统的信噪比增大了A₂倍。

4）阻抗变化

根据对输出信号的感应方式以及对输入信号的修正方式的不同，共存在4种不同类型的负反馈结构。对于输出电压信号的采样，采用并联结构；对于输出电流信号的采样，则采用串联结构。对于反馈信号在输入端的叠加，当电压信号叠加时采用串联耦合方式，当电流信号叠加时则采用并联分流耦合。反馈网络将对输出的感应与对输入的耦合结合在一起，由此形成电压串联、电压并联、电流并联和电流串联等4种类型的负反馈结构。

设R_i和R_o分别为开环运放的输入与输出阻抗，R_if与R_of分别为闭环负反馈下的输入与输出阻抗。对于输入阻抗的变化，只与反馈控制的输入信号叠加方式有关，当采用反馈感应电压信号在输入端串联叠加时，反馈输入阻抗增加1＋T倍，即R_if＝R_i（1＋FA_ol）＝（1＋T）R_i；当反馈感应的电流信号在输入端并联叠加时，反馈输入阻抗降低1＋T倍，即R_if＝R_i/（1＋FA_ol）＝R_i/（1＋T）。

对于输出阻抗，只与反馈控制的输出信号采样方式有关，当输出采用并联电压的采样方式时，输出阻抗降低1＋T倍，即R_of＝R_o/（1＋T）；当输出采用串联电流的采样方式，输出阻抗增加1＋T倍，即R_of＝（1＋T）R_o。

毫无疑问，反馈结构的一个显著作用是改变电路的输入和输出阻抗，使电路能与不同的信号激励源相匹配，从而实现不同类型的信号放大，满足电路处理的多样性要求，提高电路性能。这意味着，当开环运放与输入信号源的阻抗匹配时，反馈对闭环输入输出阻抗的调节更适合系统的需求；而当开环运放与输入信号源的阻抗不完全匹配时，反馈也能通过调节并改变闭环运放的输入和输出阻抗，使之基本满足信号源的驱动控制要求。

反馈网络输出负载可影响运放的输入阻抗特性，而反馈网络的输入负载特性可等效到运放的输出阻抗。根据以上等效方式，可将闭环系统还原成原始的二端口开环系统进行分析。对反馈网络阻抗限制的一个重要条件为，反馈网络的等效输入或输出阻抗特性应不至显著降低开环运放的增益，从而保证高环路增益T的反馈调节作用。

放大电路中最常见的输入和输出信号为电压与电流信号。因此，无论开环与闭环电路，根据输入与输出信号类型的相互关系，可以形成电压放大、电流放大、跨导放大、跨阻放大等4种不同类型的放大电路。4种类型的放大电路本质相同，但适合不同类型信号的驱动与负载输出。从输入驱动考虑，电压放大和跨导放大器，适合电压驱动，需要有较高的输入阻抗，以使电压信号全部施加在输入放大管而非串联的信号源内阻上；同样，电流放大和跨阻放大适合电流驱动，需要较低的输入阻抗，以使电流信号全部施加在输入放大管而非并联的信号源内阻上。从负载驱动考虑，电压放大和跨阻放大器的输出阻抗应降低，以提高负载电流的驱动能力和输出电压的稳定性；电流放大器和跨导放大器的输出阻抗应增加，以提高输出电流的稳定性。当从增益角度出发时，对以上各类放大器输出阻抗的要求正好相反，提高输出阻抗可增加电压与跨阻放大器的增益，而降低输出阻抗则可有效提高电流放大与跨导放大的增益。

如图7－2所示，不同类型的放大器可采用不同类型的两端口等效电路，分别为电压增益值为μ的电压放大VCVS、电流增益值为β的电流放大CCCS、跨阻增益值为r_m的跨阻放大CCVS以及跨导增益值为g_m的跨导放大VCCS等4种类型的受控源双端口等效模型，其中跨导g_m和电流增益β为基本参数。设r_i、r_o分别为双端口模型中的输入与输出阻抗，根据各模型之间的等效关系，以上各受控源参数之间可相互转换。根据图7－2（a）、（d）模型等价，有μV_i＝g_mV_ir_o，即μ＝g_mr_o。

图7－2　4种类型受控源等效模型

其中μ＝g_mr_o为本征电压增益模型。根据图（a）、（b）模型的等价关系，并利用以上本征增益，有μV_i＝g_mr_oV_i＝βi_ir_o，即β＝g_mV_i/i_i＝g_mr_i。

其中β＝g_mr_i为本征电流增益模型。最后根据图（c）、（a）模型的等效关系，有r_mi_i＝μV_i，即r_m＝μr_i＝βr_o＝g_mr_ir_o。

其中r_m＝g_mr_ir_o为本征跨阻模型。

需要指出的是，对于BJT电路，由于直流输入阻抗r_i存在并为有限值，以上各种等效关系均可成立，输入端既可表示为电压激励也可表示为电流激励。对于CMOS电路，由于直流输入阻抗r_i为无穷大，在输入端通常只能采用电压激励，电流激励失去应有意义。只有在高频下对CMOS电路采用电流激励才有现实意义，此时β＝g_m/sC_i，在直流下电流增益为无穷大，而随着频率的升高，电流增益逐渐下降。当频率达到输入增益管的特征频率ω＝g_m/C_i＝g_m/C_gs时，电流增益下降到单位1，继续增加频率电流增益衰减到1以内，电路失去应有的电流增益。因此，基于跨导传输的端口模型，由于同样适合电压或电流激励而被广泛采用。

实际上，对于任意类型的放大电路，无论开环结构还是闭环结构，都可归结为以上4种受控源类型中的某一类。对于闭环负反馈放大器，其中的开环增益电路同样为其中的一种信号传输模型。因此，就存在这样一种问题，即开环运放类型与闭环运放类型相匹配的问题。通常情况下，两者为相互匹配，即闭环为实现电压增益，其内核开环通常采用VCVS或VCCS的开环增益电路，在此开环与闭环匹配条件下，可以实现电路系统的性能最优。另一方面，在某些应用场合，由于相关条件的限制，开环与闭环的信号传递类型虽不匹配，但仍能实现闭环信号处理功能。因此，在CMOS电路中利用VCCS开环增益的内核结构可以实现电压、电流、跨导和跨阻等4种不同类型的信号放大，大大拓展了CMOS运放的应用领域。

由于各类放大电路的特点不同，对反馈网络和开环增益的需求各不相同，因此不同类型的放大电路存在不同策略的优化设计方法。负反馈电路的一个基本原则为：电压负反馈用于稳定输出电压，降低输出阻抗，提高输出负载的电流驱动能力；电流负反馈用于稳定输出电流，提高输出阻抗，提高输出负载的电压驱动能力。保持环路T的高增益及其带宽成为闭环负反馈电路设计的关键所在。

7．2．2　电压放大器

1）CCCS控制的电压放大器

电压串联负反馈放大器的输入为电压信号，输出应为稳定的电压信号，通常采用电压反馈放大器（VFA），实现电压增益功能。串联负反馈可以提高放大器的有限输入阻抗，改善电压驱动的效率，降低输入损耗，因此在低输入阻抗的BJT放大电路中有广泛的应用。

图7－3　基于CCCS内核的电压串联负反馈电路

在图7－3所示的电压串联负反馈电路中，反馈网络由R_f1与R_f2的串联分压电阻构成，虚线内为采用CCCS受控源的开环增益等效电路。图中，R_S为输入电压信号源内阻，r_i、r_o、g_o分别为开环增益的输入阻抗、输出阻抗和输出导纳，G_L和R_L分别为闭环系统的输出导纳和输出阻抗。在环路增益T中，反馈网络通过对输入和输出阻抗的控制调节闭环电路性能。当输入开路时，反馈网络在输出端到地的阻抗作为电路输出阻抗的一部分，与负载并联；同样，当输出短路时，反馈网络在输入端到地的阻抗作为电路输入阻抗的一部分，与原始输入阻抗串联。

当开环运放采用CCCS的等效受控源时，则环路增益为

对于BJT电路，开环输入阻抗r_i主要由基极输入电阻决定，对于CMOS电路，开环直流输入阻抗r_i趋向无穷大，高频下的输入电抗为栅电容1/sC_gs容抗。反馈网络对开环输入、输出阻抗的影响分别为R_in，eff＝R_S＋r_i＋R_f1∥R_f2≈R_S＋1/sC_gs＋R_f1∥R_f2，R_－1

_L，eff＝G_L，eff＝g_o＋G_L＋1/（R_f1＋R_f2）。

为保持最大的环路增益T，反馈网络在满足R_f2/R_f1＝k的比例关系下，反馈电阻的阻值变化范围受到限制。若反馈阻值过小而使输出阻抗降低，前馈开环增益下降，导致环路增益T降低；另一方面，当反馈电阻过大，引起输入阻抗的增加，对BJT电路同样导致有效跨导和T的降低。因此，如R_f1＝R中绝对阻抗R的合适范围为

低频下对于高阻输入的CMOS电路，反馈电阻的上限限制可以消除，因此在面积允许的条件下可单调增加反馈电阻阻值，采用CCCS开环增益电路的一般为BJT电路，当开环增益采用低阻BJT输入的理想CCCS受控源时，即输入阻抗r_i→0、输出阻抗r_o＝∞或g_o＝0。如果进一步忽略信号源内阻R_S，并且在负载阻抗R_L》R_f1＋R_f2的轻载驱动下，此时负载效应可忽略，开环增益主要由反馈阻抗决定。若k》1，则式（7－6）可简化为

结果表明，在反馈因子k较大即电压反馈系数F较小的条件下，CCCS控制的电压负反馈环路，其环路电压增益近似为开环电流增益β且与k值无关。另一方面，以上环路增益保持常数的条件对应于特定的负载与反馈关系，而当反馈网络与负载的关系发生变化时，环路增益不再满足常数的限定，过小或过大的反馈电阻均使环路增益下降。此外，在开环增益输入阻抗和输出导纳均趋近于零的条件下，电压串联负反馈闭环电路的输入阻抗和输出导纳均有提高，以满足电压增益要求，即

虽然在R_f1＋R_f2《R_L状态下环路增益T与k无关并保持为固定常数，但由于低反馈负载电阻对开环带来的增益降低作用，其环路增益低于该闭环负反馈所具有的最大环路增益。只有在反馈电阻满足R_f1＋R_f2＞R_L的条件下，环路增益T才能与反馈阻抗无关并达到最大值。

2）VCVS电压放大器

电压串联负反馈中的开环运放还可分别采用另外3种不同类型的等效电路。对于电压放大器，要求输入阻抗r_i》R_S以使输入电压能够全部施加到放大管的输入级，同时输出阻抗大幅度降低以适应重载驱动。对于传统的电压反馈放大器，前馈开环增益应与闭环放大器的性质充分接近，即电压开环放大器应具有电压控制电压源VCVS的性质，输入阻抗r_i→∞、同时输出阻抗r_o→0或g_o→∞。在此条件下，反馈网络的输入和输出阻抗对电路的影响完全可以忽略，解决了CCCS电压闭环放大器中反馈阻抗对闭环特性影响的问题，环路设计得以简化。基于VCVS开环增益构成的电压串联负反馈，环路增益为

闭环负反馈的输入阻抗和输出导纳均增加1＋T倍，而T和输入输出阻抗均与反馈因子k有关。通常，以VCVS开环内核构成电压串联负反馈系统，更容易实现理想的电压放大的性质。无论在何种条件下，VCCS总是可以替代VCVS。若闭环采用VCCS开环增益电路，r_i→∞，g_o→0，则在R_L》R_f1＋R_f2的轻载条件下，环路增益与反馈电阻比k无关，并通过提高R_f1以提高环路增益，即

相反，在驱动重载的条件下，环路增益与反馈系数F＝1/（1＋k）值相关，并有

显然，重载下的环路增益因受R_L的控制而显著下降，并受F反馈系数的调制影响。因此，在不同负载或反馈环路下电路闭环增益表现出明显不同的特性。但无论在反馈及负载何种条件下，闭环下的输入阻抗均提高1＋T倍。而开环下的输出导纳增加到

即R_o＝R_L∥（R_f1＋R_f2）∥（1＋k）/g_m。

最后，对于CCVS电流控制电压源的开环增益，r_i＝0，g_o＝∞，则环路增益为

显然，不同类型的开环放大器都可实现电压串联闭环负反馈的电压放大功能。从提高电压放大的性能考虑，采用理想的VCVS或VCCS开环增益最适合电压串联负反馈闭环结构性能的提高。

7．2．3　电流放大器

对于电流放大器，输入的激励信号为电流源，因此输入阻抗越小，电流信号的激励也越有效，同时，输出阻抗越大，负载电流的稳定性越高。在电压串联负反馈结构中，如输入为有限电阻，则电压激励可转换成电流激励，输出端电压同样可以采用输出电流变量的表示方式，从这个意义上看，以上电压放大器可以看成一种电流放大器。但从电流信号激励并放大所需的低输入阻抗和高输出阻抗的要求上看，电压串联负反馈提供的特性与之完全不匹配。因此，理想的电流放大电路应采用结构上与电压放大器完全互补对称的电流并联负反馈结构，以实现对电流信号的稳定控制。

图7－4　基于电流并联负反馈的电流放大器

如图7－4为电流并联负反馈放大器结构示意图，感应的输出电流经过反馈网络传输到输入后与原始电流信号相减，即电流负反馈，实现电流放大，稳定输出电流。由于与电压串联负反馈放大器在电路结构上互补对称，因此具有与电压放大电路完全互补的特性。在保持环路增益相类似的条件下，实现输入阻抗降低、输出阻抗提高，即采用与电压放大器相同的分析方法，在不同类型开环增益可控受控源等效结构下，求出与反馈网络相关的环路增益T以及闭环下输入及输出阻抗的变化。

虽然4种受控源均可用于电流放大器，但以CCCS或CCVS为内核的开环增益电路最合适于电流放大电路的构造，这一点与电压放大电路正好互补对称。然而，对于常规的CMOS放大电路，由于开环一般为VCVS和VCCS，因此采用CMOS开环运放构成的电流放大电路性能上不如基于CMOS开环运放构成的电压放大电路。通常，基于共源高阻输入的CMOS差分结构很少用于电流并联负反馈的电流放大器。

相对于电流放大器，CMOS开环运放为电压放大器，在电压串联负反馈闭环系统中获得了广泛的应用。图7－5给出了基于CMOS结构VCCS前馈通路的电压放大电路，采用等效的电压串联负反馈。至于是电压反馈，电路结构中很清楚地给出了反馈对输出电压的取样，而且对输入没有电流反馈输入；至于为串联负反馈，是由于反馈电压与输入电压构成差分输入，而差分电压的定义就是两个电压的差，为串联负反馈关系。由于采用CMOS输入结构，反馈对输入阻抗的影响可以忽略，因此对反馈电阻网络的阻值消除了上限限制，即采用高阻反馈网络，对输入和输出阻抗的影响降低，适应电路宽工作范围的应用。该类电压放大器低阻重载驱动由输出级电流驱动能力决定，同时与反馈有关。反馈降低了等效输出阻抗，使重载驱动下电压增益的性能保持不变，而输出级驱动能力的提高则由理论上的可能变为现实。

图7－5　基于CMOS VCCS的电压串联负反馈

7．2．4　跨阻放大器

跨阻实为输出电压对输入激励电流的比值，跨阻放大可采用如图7－6（a）所示的电压并联负反馈电路结构实现。图中，反馈感应的是输出电压，并通过反馈并联电阻R_f的作用将取样信号转变为电流，与输入激励电流并联相减，使有效电流激励降低，实现负反馈控制。电压并联负反馈又称电流反馈放大器（CFA），成为构成跨阻（Transresistance）放大器的核心单元。通常，CFA放大器具有精度高、失真小、宽带的优点，尤其是SR高且单位增益带宽GBW保持与环路增益无关的恒定特性，非常适合环路增益变化条件下需保持恒定GBW的应用场合。

图7－6　电压并联负反馈的跨阻放大电路

由于采用电流激励，理想条件下跨阻放大器的开环增益电路应采用CCVS或CCCS，以适应电流驱动下等效输入阻抗的降低。但与前面电压与电流放大器的关系不同，输入并联负反馈即使采用VCVS、VCCS开环增益电路，与以上采用CCVS/CCCS理想结构在性能上差异并不十分显著，尤其当反馈电阻R_f很低时更是如此。因此，对于电压并联负反馈构成的跨阻放大器，完全可以采用基于CMOS的VCCS开环电压增益结构。

在集成运放构成的CFA中，低频下利用OP的输入“虚断”特性，反馈电流与输入电流大小相等方向相反。再根据运放的“虚短”特性，由反馈电流即可确定跨阻运放的输出电压，其中反馈电阻网络满足I_f/V_o＝1/R_f的关系。图7－6中，当开环增益电路采用VCCS，同时考虑反馈电阻R_f对输入信号的前向泄漏作用，跨阻反馈系数F＝1/R_f，则环路增益为T＝I_f/I_in＝I_inR_inA_voF/I_in，即

式中前3项之积为跨阻r_m因子，反馈网络I_f/V_o＝1/R_f。很明显，反馈电阻R_f提供的前馈通道降低了有效跨导，为避免有效跨导的减小，要求R_f》1/g_m。1/R_f对输入和输出导纳均有影响，但在大的R_f条件下其影响可以忽略。而过大R_f又使F＝1/R_f降低，抑制了环路增益的提高。因此，R_f的可选范围为：G_S＋g_i≤R_f^－1≤G_L＋g_o，且R_f^－1《g_m。

对于理想VCCS开环电路，由于r_i→∞（g_i＝0）、r_o→∞（g_o＝0），并在R_f《R_S的反馈状态下，式（7－16）简化为：T_VCCS^－₁≈（G_S＋1/R_f）（G_L＋1/R_f）R_f/g_m≈（G_L＋1/R_f）/g_m。若R_f《R_L低阻反馈，则T_VCCS＝g_mR_f，若R_f》R_L的高阻，则T_VCCS＝g_mR_L。一般条件下，T_VCCS＝g_m（R_f∥R_L）。

对于跨阻放大器，闭环下的输入和输出阻抗相同，且均降低1＋T倍，输入阻抗的降低使电流驱动更为有效，输出阻抗的降低使输出电压的稳定性更强，结果为：G_if＝G_of＝1/R_f＋1/（R_L∥R_f）≈1/R_f＋g_m，即R_if＝R_of＝R_f∥（1/g_m）。

在此条件下，CFA的输入阻抗并非趋近于零，因此对于构成的跨阻放大性能并非理想，即GBW带宽只是近似与环路增益无关。

若开环增益电路采用VCVS受控源，其输入阻抗特性与VCCS的CFA结构完全相同，因此同样需要满足R_if》R_S的条件，但输出阻抗的降低使其具有较高的电压增益和负载驱动能力。在r_i→∞（g_i＝0）、r_o→0（g_o＝∞）并忽略前向泄漏作用时，环路增益为T_VCVS^－1＝（G_S＋1/R_f）g_oR_f/g_m＝（G_SR_f＋1）/μ，即T_VCVS≈μ。

提高闭环增益的关键在于提高开环VCVS的本征电压增益μ，并获得与反馈近似无关的特性。同样，在理想的CCVS内核开环增益下，r_i→0（g_i＝∞）、r_o→0（g_o＝∞），则环路增益为T_CCVS－1＝g_ig_oR_f/g_m≈R_f/r_m，即T_CCVS≈r_m/R_f，其中r_m＝（g_m/g_o）r_i。

以CCVS构成的CFA是实现跨阻放大器的理想结构，提高环路增益的关键在于提高跨阻增益r_m、降低反馈电阻R_f，即环路增益与反馈R_f阻抗密切相关。

以CCCS构成的CFA同样可实现跨阻放大，其闭环输入和输出阻抗均减小，有利于大负载电流驱动。在理想CCCS的r_i→0（g_i＝∞）、r_o→∞（g_o＝0），其环路增益为T_CCCS^－1＝g_i（G_L＋1/R_f）R_f/g_m≈（1＋G_LR_f）/β，则T_CCCS≈β。

理想CCCS开环驱动下的跨阻运放系统的环路增益近似与反馈阻抗网络无关。综合以上分析，在4种开环增益构成的闭环系统中，只有当开环增益类型与闭环增益类型完全匹配或对立时，环路增益与反馈阻抗网络相关，且闭环电路的直流性能较优；在剩余的两种状态下，环路增益近似与反馈网络阻抗无关。

对于VCCS构成的CFA放大器，当输入引入R₁电阻后，信号激励源可由原来的电流改为电压激励V_i，V_i在电阻R₁上转换为电流I_i＝V_i/R₁信号后再驱动CFA电路，从而构成如图7－7所示的同相或反相电压放大。与电压串联负反馈构成的电压放大器相比，这种电压并联负反馈的电压放大其输入阻抗较低，对电压激励的信号源内阻比较敏感。若反馈电阻R_f很小或电压信号源内阻R_S很大，信号源内阻引起的电压损耗较为显著。这种阻抗不匹配也是多级电压增益随频率提高而下降的原因之一。通常的分析多采用电流驱动的前后级耦合方法，高频下后级增益的输入电抗降低，等效负载减小使电流驱动下的增益减小；而当采用电压驱动的非耦合模式分析时，后级负载的降低使前级电压源输出阻抗的损耗作用增加，增益下降。

图7－7　CFA构成的反相和同相电压放大器

因此，对于图7－7中的电压激励，只有在满足R₁＋R_if》R_S的条件下，电压并联负反馈仍然适合电压输入驱动，尤其适合轻载或容性负载的输出电流驱动。该电路具有的一个显著特点表现为与开环增益近似无关并稳定不变的环路GBW特性。

如图7－7所示，由CFA构成的电压放大器中，从V_－端点看，这是一个电流激励的电压并联负反馈，实现跨阻放大，输入电压和输入电阻R_f完成输入电流激励的产生。另一方面，若从输入电压信号看，由于输入端前移，图7－7（a）可等效视为一种特殊的电压串联负反馈，反馈电压V_f＝V_i＋（V_o－V_i）R₁/（R₁＋R_f）。由V_f＝V_＋＝V_GND，得A_vo＝－R_f/R₁，在R_f和R₁阻抗相同的匹配条件下，实现反相跟随功能。

在电压驱动的条件下，CFA构成的反相电压放大器在开环输入阻抗r_i＝0或r_i＝∞两种状态下的电压输出并不相同。在开环输入阻抗r_i＝∞下，差分输入电流为零，则反馈电阻网络上的电流连续，闭环下电压增益仅决定于反馈网络。但当输入阻抗r_i＝0，虽然V_－电位仍然保持虚地性质，但由于存在输入电流，使R₁与R_f中的电流不再连续，因此闭环增益不但决定于反馈网络，还与开环增益的输入和输出阻抗相关。

对于图7－7（b）的结构，由于差分管对栅极输入信号的差分驱动性质本质上仍然等效为电压串联负反馈结构，反馈电压V_f＝V_oR₁/（R₁＋R_f），由V_f＝V_＋＝V_i得A_vo＝（1＋R_f/R₁），该同相电压跟随结构与图7－5（b）电路完全相同。同相电压缓冲电路与反相电压增益不同的是，同相电路中输入电压激励信号源内阻的影响可以忽略，因此反馈电阻R_f取值的自由度增加。在极限条件下，若R_f＝0，R₁＝∞，A_vo＝1，即构成经典的电压负反馈同相电压缓冲器。

7．2．5　跨导放大器

跨导增益与跨阻增益参数互补对称，在电路的实现结构上两者也同样具有对称关系。因此，采用电流串联负反馈可实现跨导放大，电路如图7－8所示。在输入电压激励下，输出为电流信号，同时输出电流在反馈电阻R_f上转换成电压后，再反馈到输入端，并形成电流串联负反馈。因此，基于电流串联负反馈构成的电压反馈放大器（VFA），可实现跨导放大功能。输入高阻是该结构的最佳选择，内部开环增益应采用VCCS或VCVS。

图7－8　基于电流串联负反馈的跨导放大器

图7－9　V－I的转换电路

对于跨导放大器，输入和输出阻抗均增加（1＋T）倍，输入阻抗的增加使输入电压驱动更为有效，而输出阻抗的增加使输出负载电流的稳定性更强。图7－9给出了一种利用跨导放大器实现的V－I转换控制电路，在V_i＝V_ref恒定状态下，输出恒定电流为I_ref＝V_ref/R_f。

因此，4种类型的开环增益与4种类型的负反馈结构，构成了形式多样，功能及性能各异的闭环负反馈放大电路，其中反馈网络影响到开环增益的输入和输出负载特性，并进而影响环路增益，而环路增益通过调制闭环系统的输入、输出阻抗特性，以使闭环系统满足不同信号驱动和输出稳定的需要。因此，通过反馈控制，开环增益与所构成的闭环系统之间存在类型匹配的问题。一般而言，闭环反馈系统的结构类型应与开环增益的受控源内型相匹配，即两者类型应一致，如VCVS构成闭环电压放大器，VCCS构成闭环跨导放大器，CCCS构成闭环电流放大器，CCVS构成闭环跨阻放大器。这一方面可抑制输出阻抗变化对开环增益影响，另一方面可抑制输入阻抗变化对输入信号的非匹配作用。闭环负反馈设计的关键在于保持环路增益应最大、带宽GBW宽或恒定，以最大限度满足精度控制，频率响应与瞬态驱动的需求。对于CMOS技术，由于天然的输入高阻特性，CMOS构成的开环增益一般为VCCS或VCVS，因此根据开环相互匹配的原则要求，最主要的闭环负反馈应用领域为：电压串联负反馈构成的电压同相放大器或缓冲器、电压并联负反馈构成的电压反相放大器以及电流串联负反馈构成的跨导放大器，所有这些闭环都充分利用了CMOS电路高输入阻抗的特性。