三级放大器频率补偿结构

9．4　三级放大器频率补偿结构

Miller电容补偿在两级系统中有成功的应用，在三级放大电路中，由于增加了一级电压增益级，或者说增加了一个由高阻RC形成的低频极点后，原有的采用单环Miller电容补偿结构是否依然有效，能否直接用于三级增益系统的频率补偿，以及各种补偿结构依据的基本原理和相互关联，这些都成为多级运放稳定性设计需要解决的核心问题。

9．4．1　单电容Miller补偿——UMC

对于三级系统，在原有两极基础上增加了一个中间增益级，为保持系统各结点的负反馈极性，中间增益级应为同相增益，可采用电流镜与CS的组合结构来实现。连接系统输出和第一级输出之间的Miller补偿电容C_m的单环补偿即UMC补偿结构如图9－9所示，显然三级补偿的UMC结构即对应于两级补偿的SMC结构。

图9－9　UMC补偿结构

由于UMC补偿电容的极点压缩作用，第一级输出仍然保持主极点性质，产生的两个次极点位于后两级的输出结点。实际上若将后两级运放独立看待，这是一个未经补偿的两级运放，其相互影响使两个次极点发生变化，并且使C_m失去对这两个次极点的有效控制作用。

根据环路控制原理，系统传递函数分母多项式N（s）由反馈环路决定。采用与二级增益等效的分析方法，三级结构中C_m可认为经过A_V2增益的放大等效接入g_m3的输入端点，并将三级运放等效为两级运放进行分析，等效g_m3的跨导增加A_V2倍，则输出极点修正为

后两级增益级相互耦合形成的输出极点包含独立的低频p_l和高频p_h两个频率分量，分别由阻抗R₂和容抗C₂、C_L所决定。低频下寄生电容C₂的高频效应可以忽略，而高频下低频高增益效应明显退化，则任意频率下实际的两极点频率将分别由以上p_l、p_h两分量决定，相互之间则存在关联，即

式中，ω₂＝1/R₂C₂为中间增益级的本征输出极点。

在开环增益传递函数主极点近似成立的条件下，系统的极点多项式可表示为

若ω₁《ω₂的条件满足，则以上两个次极点满足极点分离的条件，并且两个独立的分离极点一定是实极点，相位频率分别为ω₁和ω₂，即中间增益级极点ω₂应为大于输出级ω₁的高频极点。然而，由于A_V2为高阻增益级，使ω₁增大，即通常容易满足ω₁》ω₂的条件，导致以上两次极点分离的条件很难成立，因此ω₁与ω₂的相互作用将形成共轭复极点。当ω₁《ω₂的分离度不够或两者相互接近甚至ω₁＞ω₂时，实际的极点频率与独立的ω₁、ω₂频率分量有明显的差异。

反馈电容除形成反馈通道外，还形成前馈通道，由此产生零点。该零点由电容上的电流补偿输出级g_m3中的输出电流，使负载电流为零。以前向主通路为参照，包含前馈C_m的等效前向通路与原始主通路的跨导比决定了系统传递函数中的分子多项式D（s），即

采用相同的分析方法，设两个独立的零点频率分量ω₃＝A_V2g_m3/C_m、ω₄＝ω₂＝1/R₂C₂，同样由ω₃》ω₄，有

由于D（s）中s项系数为负，则RHP与LHP两个零点中的RHP零点频率较低，而LHP零点频率相对较高。UMC补偿结构很难在三级系统中获得应用，但对系统改进有帮助，这是三级增益系统频率补偿设计的出发点。当增加前馈补偿后，等效于减小了前馈电容中的电流，D（s）中s项系数由负变正，而s²系数仍为负，从而保证RHP零点频率高于LHP零点频率。由并联容抗和阻抗数值相同的条件即D（s）＝0得到零点的具体数值。UMC结构的参数设计有以下两种方法。

（1）采用由闭环确定开环的设计方法。在忽略高频零点作用的前提下，根据共轭复极点下巴特沃思输出响应的要求，应有ω₁ω₂＝2ω₀²、ω₁＝ω₀，由此得到ω₂＝2ω₀，则

即GBW被限制在中间增益级输出极点频率的1/4，有

上式显然，三级运放UMC补偿结构只适合驱动较大的负载电容C_L，并需较大的补偿电容。化简后有

三级运放中间级增益在巴特沃思响应下必须满足以下条件的限制：

由于g_m2R₂》1为高阻增益级，只有在C_L很大的重载条件下上式才可能满足，且由于高阻增益的控制精度，即使条件满足也难以保证不随环境参数和工艺的变化而同时实现GBW很窄。当负载电容变小时，稳定性消失，此时很大的ω₁形成很小的ζ或很大Q值，无法达到稳定所需要的系统稳定的条件。降低A_V2成为系统稳定性设计的关键。

（2）采用由开环确定闭环的设计方法。同样在忽略高频零点的前提下，由开环得到的闭环多项式系数分别为b₀＝1、b₁＝1/GBW、b₂＝1/（GBWω₁）、b₃＝1/（GBWω₁ω₂）。在满足极点分离的条件下，有

根据Routh判据，由b₁b₂＞b₀b₃的系统稳定条件，得到的状态制约关系为

由此得到C_m＞g_m1R₂C₂。与上述闭环巴特沃思输出响应不同的是，这里的闭环采用实数次极点分离的补偿策略。根据开环实极点分离的判据，有

中间级增益满足的条件为

则开环两分离的极点分别为

在4ω₁/ω₂《1的条件下，开环极点频率近似为

将GBW放置在合适的位置，满足2GBW＜p₂、4GBW＜p₃的条件，即ω₁≥2GBW，ω₂≥6GBW＝3p_L，则

在以上3个极点的作用下，相位裕度近似为PM＝90°－arctan（1/2）－arctan（1/4）＝90°－40．6°≈49．4°。采用前馈通路，通过增加一个开环LHP零点，改变闭环极点的位置，改善开环系统的相位裕度PM。与前述巴特沃思响应设计相比，该结构补偿电容C_m的限制条件相同，带宽的表达式相同，但中间级本征极点ω₂限制条件中的系数由2增加到3，对C_L的下限要求更高。此外，对中间级的增益要求也不相同，滤波器设计要求增益为一常数，而分离极点的设计要求中间级增益小于某一临界值。因此，后一种设计方法在克服A_V2和C₂等寄生电容等参数误差的影响方面有一定改进。但无论如何设计，UMC补偿结构在性能尤其是带宽和参数变化的稳定性控制方面都存在明显的不足，需要采用新的补偿结构。在极端条件下，当中间增益级低频增益降低到1附近时，虽然缓解了三阶系统设计的矛盾，但这是以三阶系统退化成两阶系统为代价，失去了提高系统整体增益的效果和意义。

9．4．2　嵌套型Miller补偿——NMC

NMC是在UMC补偿结构基础上改进后得到的基本补偿结构，是高阶增益系统各种补偿设计的基础和出发点，NMC可保证系统的稳定设计。在保证系统稳定的各类补偿结构性能改善设计中，都是基于NMC补偿原理的改进与发展。但与各种改进设计相比，NMC性能尤其是带宽和功耗性能并非最优。

NMC的基本结构是在UMC基础上，在输出级增加C_m2Miller补偿电容，此电容减少高频下中间级增益，电路结构如图9－10所示。为保证内部的负反馈性质，中间增益级为同相增益。C_m1为UMC中外环路的反馈电容，主要用于压缩第一级增益级的输出极点，使之成为系统主极点；C_m2为内环路的反馈电容，该电容改变两个次极点的性质，或者为两个分离的实极点、或者为一对共轭复极点，且可控制其ζ或Q值大小，因此C_m2对系统稳定性和频率响应特性影响至关重要。

图9－10　三级运放的NMC补偿结构

对C_m2电容采用Miller电容近似消除内环反馈，C_m2的等效包括两个环路（输出和中间环路增益），在中高频率下由于C_m1等效短路，输出级有效输出跨导为g_mL′＝g_mL－g_m2，则内部中间结点等效电容为

C_m2′＝（1－A_V3）C_m2＝［1＋（g_mL－g_m2）/（sC_L）］C_m2（9－103）

在电容C_m1短路的高频反馈条件下，采用UMC中的分析方法，对应的极点多项式如式（9－89）所示。令ω₁＝g_m2/C_m2，ω₂＝g_mL/C_L分别为最后两级的单位增益带宽，考虑到在ω₁频率附近，C_m2的电导与g_m2跨导相同，而为保持系统负反馈性质，即避免C_m2的短路作用造成C_m1的正反馈，必须保持g_mL》g_m2＝ω₁C_m2的限制。开环三级运放中，最后两级增益结构决定的特性多项式为

在g_mL》g_m2的条件下，NMC的高频次极点多项式可简化为以下形式：

从B（s）看出，Q或ζ值与C_m有关，因此C_m2的影响主要体现在对次极点性质和过冲的控制等方面。增加C_m2电容值可使中间增益级的极点压缩，输出极点扩展，出现两个次极点分离的状态，但系统带宽因受中间增益级极点的牵引而压缩，限制了C_m2的上限范围。当C_m2较低时，则高频次极点出现共轭复极点的情况，且ζ过小容易引起过冲，PM减小。因此C_m2的选取与负载电容C_L和输出管跨导g_mL密切相关，并限定在特定的范围内。

NMC存在的一个严重问题是，当高频下C_m2短路时，原来C_m1的外环负反馈变成正反馈，产生稳定性的问题。为此，必需增大g_mL（等效为电阻减小）以提高短路发生的频率，其判据为C_m2短路下的输出极点位于4倍的单位增益带宽以外。在巴特沃思闭环响应下，GBW＝ω₀/2＝ω₁/2＝ω₂/4，即

在C_m1和C_m2的共同作用下，中间增益级g_m2管GD间的等效电容为以上两补偿电容的串联，并远大于该管的C_GS电容，造成中间增益输出级的阻抗为1/g_m2，则独立的中间增益级极点频率为ω₁＝g_m2/（C_m2∥C_L）≈g_m2/C_m2，而系统输出级的独立极点近似为ω₂＝g_mL/C_L。满足系统稳定的g_mL下限为g_m2，满足相位裕度限制的g_mL下限为4g_m1（C_L/C_m1），当C_L》C_m1时，应有g_mL》g_m1。

在忽略零点影响的前提下，采用巴特沃思响应的闭环设计方法，则有2ω₀₂＝ω₁ω₂，ω₁＝ω₀＝g_m2/C_m2，ω₂＝2ω₀＝g_mL/C_L，GBW＝g_m1/C_m1＝ω₀/2，由此可得补偿电容为

满足巴特沃思闭环响应特性及限制条件下，开环系统的两个共轭复极点以及GBW带宽分别为

相应的相位裕度为

中频下C_m1开路，C_m2前馈；高频下C_m1前馈。则考虑两路前馈通道后，其零点多项式为

s项的负系数导致RHP零点频率低于LHP零点频率，只有当RHP零点远高于GBW时对相位裕度的不利影响才可忽略，以上巴特沃思闭环设计的结果才能近似成立。

9．4．3　消除RHP零点的嵌套型Miller补偿——NMCNR、NMCFNR

在基本的NMC补偿结构中，由于两个补偿电容前馈通路形成RHP和LHP的零点作用，使得系统的频率特性与理想状态产生偏差，导致相位裕度下降。借鉴两级补偿结构中采用的串联调节阻及有源前馈补偿技术，可分别形成三级系统的NMCNR（图9－11）、NMCFNR（图9－12）补偿结构，达到消除RHP零点的目的，进一步改善多级系统的频率特性。

具体而言，就是针对基本NMC补偿结构中存在的两个零点，采用串联调节电阻改变电容前馈的相位，使RHP零点转变为LHP零点，同时有效控制R_m电阻引入后对原有极点的调制作用。由于两补偿电容可共用补偿电阻R_m，其零点和高频次极点多项式分别为

图9－11　NMCNR补偿结构

如采用的补偿电阻设置为R_m＝1/g_mL，即g_mLR_m＝1，则消除一个高频零点后仅保留一个LHP的零点z＝1/（R_mC_m）＝g_mL/C_m1。设k_g＝g_m2/g_mL，则高频极点的多项式变为

与标准NMC（不含零点）补偿结构相比，NMCNR只需将（1－k_g）C_m2等效成新的C_m2′电容，则所得结论与NMC的结果完全一致。NMCNR补偿只适合固定负载电流驱动下的应用，否则，当负载变化导致g_mL变化时，由于R_m保持不变，则零－极点匹配发生变化，系统偏离原来的设定。同样，在负载固定条件下，电阻参数变化导致零极点不完全抵消也会带来的性能变化。对于零点，电阻变化可导致零点LHP/RHP性质的变化。但这是允许的，因为产生的RHP通常为高频零点，只要R_m＞1/g_mL，即可保持LHP的零点性质。对于极点，由于RHP极点被禁止，必然有R_m＜1/g_m2。因此，补偿电阻的可能范围为

R_m靠近1/g_mL时，接近理想NMC性能，LHP零点频率的影响可忽略；R_m靠近1/g_m2时，虽然可提高高频次极点的频率，同时降低LHP零点频率，改善性能，但一旦参数漂移使R_m＞1/g_m2，将导致高频RHP极点的产生，系统失去稳定性，电路稳定工作的可靠性下降，因此R_m必须距1/g_m2有足够的距离。

NMCFNR是对NMCNR的进一步改善，即在系统中的第一级输出与系统输出增益级之间引入了一个并联的反向前馈环节g_mf，即与C_m1并行。g_mf产生两个方面的作用，一是提供前馈电流补偿前馈电容电流，消除RHP零点，另一方面是与输出管配合，形成互补推挽驱动的输出结构，提高大信号压摆率。同时，g_mf在特定的结构内也会对开环系统的极点产生影响，其零点与极点的特征多项式分别为

图9－12　NMCFNR补偿结构

在g_mf＞g_m2的条件下可确保不产生低频RHP零点，当g_mf＝g_m2、（g_mf＋g_mL）R_m＝1的条件同时满足时，原有的两个零点退化为一个LHP零点，即

考虑参数变化带来的影响，实际取值g_mf＞g_m2，以确保RHP零点的消除。实际上，g_mf通过R_m的间接作用影响到零点，因此g_mf应合理选择以确定合适的R_m补偿电阻。当g_mf增加时，两次极点向分离实极点的方向变化，低频次极点的降低限制了带宽的提高或影响其相位裕度，此时受g_mf控制的零点可参与z－p的补偿抵消，并且至少存在两种补偿策略，即零点分别与极点p₂和p₃相抵消，形成NMC补偿设计的多样性的变化。

9．4．4　阻尼控制Miller补偿——DFC

在基本的NMC补偿中，C_m2的作用主要用来压缩中间增益级的极点，同时压缩GBW以满足系统稳定性要求。当取消C_m2电容后，电路退化为UMC补偿结构，由于输出增益级放大管的C_GD寄生电容远小于原有的C_m2电容，导致中间增益极点p₂增加，同时该C_GD电容的下降导致输出级1/g_mL的低阻输出作用消失，使输出极点p₃减小。两者的共同作用使p₂与p₃相互靠近后必然形成共轭复极点。但由于GBW带宽随C_GD的减小而快速增加，必然导致GBW＞｜p₂｜，并产生稳定性方面的问题。系统稳定性的下降表现为阻尼因子ζ很小，Q很大，造成PM和GM的下降。因此，新的补偿结构应可控制电路的阻尼ζ因子或品质Q因子，实现电路的稳定性控制。

基于C_m2的阻尼因子调节补偿结构DFC正是这样一种稳定性控制结构，该补偿结构由反馈放大器与C_m2构成的环路组成，可置于第一级的输出，构成TypeⅡ型阻尼因子补偿；或位于第二级的输出，构成TypeⅠ型阻尼。因此，DFC补偿与简单的C_m2跨接中间级与输出级不同，DFC仅影响某一中间级一个位置下的极点频率，因此对阻尼因子的控制更加简洁有效。

图9－13　Type I型DFC补偿结构

对于图9－13所示的Type I型DFC补偿结构，设g_m4为DFC补偿电路中放大管的跨导，应满足g_m4R₄＞1的增益条件。在直流低频条件下，DFC1补偿的开环结构对主电路的增益不产生影响；随着频率增加到主极点频率后，由于C_m2电容没有直接作用于主通路，扩展p₂极点而实现了GBW的提高，同时DFC1的分流作用具有对两高频次极点相对位置即阻尼因子的控制作用，以确保GBW提高后系统的稳定。在C_m1≥C_m2＞C₂的条件下、三级增益开环放大器开环增益A（s）的零点与极点特征多项式分别为

若忽略零点的影响，使相位裕度为60°，设且GBW＝g_m1/C_m1＝ω₀/2，则巴特沃思闭环响应特性设计所要求N（s）系数必需满足

根据以上限制条件解出DFC中的g_m4及补偿电容为

通常，在互补推挽的输出驱动要求下，设有g_mf＝g_m3，则带宽倍增因子β、Q分别为

由于C_m1补偿电容与NMC相比减小了β倍，则GBW带宽相应增加了β倍。但DFC1补偿结构的缺点在于跨导g_m4随负载电容C_L和g_mf而改变，DFC1存在负载电容C_L的补偿上限。

对于TypeⅡ型的补偿结构，只需将DFC补偿网络的接入位置移至系统第一级的输出，DFC对系统主极点的影响很小并可忽略，通过对中间增益输入级的影响调节两次极点的位置关系。若不考虑并联前馈g_mf的作用，开环系统零点与极点特征多项式分别为

采用与DFC补偿同样的巴特沃思设计方法，N（s）系数应满足

补偿电容为

DFC2的补偿跨导为

与NMC相比，DFC2对g_m3的限制要求减弱，而且补偿电容C_m1与负载电容C_L的依赖关系减弱，由原来的线性关系降为平方根关系。但g_m3对系统的决定和影响机制并没有发生根本改变，g_m3最小（空载）对应于PM最差，在特定的C_L下需要的C_m1也越大、C_L提高要求补偿电容C_m1也应随之增加。因此，重负载电容C_L下的补偿难度增加，存在一个最小电流的稳定，即g_m3存在一个最小值。而在轻载C_L下的补偿难度降低，即在空载下C_m1较小，从而使系统在任何负载电流驱动下都能稳定。C_m2》C_p2，可取C_m2＝C_m1。

最后，得到的带宽结果为

DFC1相对DFC2增加了一维变化空间（g_m4、C_m1），因此比较适合负载固定下的应用。否则当g_m4相对变小时，等效于ζ减小、Q值增加，GM下降。DFC2中的g_m4为固定的4g_m1，能够适应C_L负载的变化而保持稳定特性不变，但功耗特性无法优化。

9．4．5　有源前馈控制Miller补偿——AFFC

以上DFC的补偿结构中，重点在于控制开环增益两个高频次极点的位置关系，实际上由于前馈网络导致的RHP零点将使理想的补偿特性退化。而有源前馈型多级补偿结构，不但关注高频次极点的相互控制关系，还关注零点性质和位置的控制。当消除RHP零点并利用LHP零点的相位超前补偿后，系统的相位裕度提高。因此，补偿电路设计的关键在于C_m1、C_m2通路中增加单向的电流或电压隔离增益级，隔离电容前馈通路以消除RHP零点并形成LHP零点。有源前馈反馈补偿结构正属于这样一类电路类型。

图9－14　AFFC补偿结构

如图9－14所示的有源前馈频率补偿结构中，外环电容C_m1＝C_a支路中增加了g_ma的单向隔离（同相放大器）以消除RHP零点，内层电容C_m2仍然保留，同时采用g_mf的前馈通路，以共同控制ζ或Q。由于g_ma对C_m1的放大作用，减小了C_m1的取值。考虑A_a增益对C_m1的影响，设C_m1′为不存在增益隔离时的值，C_m1为存在增益时的补偿值，在相同的支路电流和输出电压下，根据反馈电压变化量相同的等价关系，有

因此补偿电容的等效值在g_mf的作用下增加了A_a倍。此外，由于g_ma的前馈隔离作用，零点受到调制，补偿电容C_m1′的大幅度减小，导致实际带宽显著增加。该结构的另一个优点是

C_m1与1/g_ma电阻串联形成LHP零点。但由于C_m2短路下的正反馈效应，必须采用前馈g_mf以保持系统各结点的负反馈性质。由于有g_mf的作用，则C_m2短路所造成的正反馈就无法发生，因为高频下反馈经过g_ma后，经由高速g_mf通路，而非主路径的高增益通路，因此必须保证g_mf＞g_m2。高频下开环电路的传递函数为

由上式，求出其Q值因子以及两次极点分别为

忽略零点条件下环路增益的特征多项式系数应满足

补偿电容为

其中

巴特沃思响应要求下g_ma＝4g_m1，并且极点与输出级的跨导g_mL不再相关，但AFFC相对于标准NMC的C_m1的降低以及GBW的增加因子却与此有关。

由于零点位于4倍的GBW处，相位裕度在60°的基础上增加的幅度为

由于补偿电容大幅度降低，且GBW内不存在零极对，故大信号下的压摆率和小信号下的建立时间均有明显改善。

如图9－15所示的跨导控制TCFC补偿电路是一种与AFFC相对称的实现方式，两种结构都采用基于跨导增益的电容反馈补偿。AFFC中的g_ma－C补偿在C_m1的外环，内环C_m2与NMC一致；TCFC中的g_mt－C补偿则位于内环，外环C_m1与NMC相同。采用g_mf前馈网络补偿零点。设k_t＝g_m2/g_mt，则考虑补偿网络的高频特性后，三级运放实际为包含了4个极点与3个零点的高阶系统，其开环传递函数可表示为

图9－15　TCFC补偿结构

式中各级输出独立的特征频率为

考虑到RHP零点远大于GBW，为简化分析忽略其影响，则单位负反馈闭环传递函数为

带入Routh稳定性判据得到的两个条件，其中ω₃＞ω₁的约束无条件满足，另一个约束条件则限制GBW为

显然，ω₁《ω₂，ω₁＜ω₃，ω₁为最低的次极点频率，ω₃和ω₂为高频极点频率，LHP零点频率ω₄与ω₃系统只剩余ω₁和ω₂次极点。由于实极点分离，相位裕度为

式中z＝ω₄。

9．4．6　反相嵌套Miller补偿——RNMC

RNMC是与NMC相对应的一种反相嵌套Miller电容补偿结构，两者结构互补对称，依据的补偿原理基本相同。首先，外环反馈电容C_m1主要用于实现对主极点的压缩，中间级的内环反馈电容C_m2主要控制中间极点和输出极点的相互关系。直观上看，C_m2对A₂的反馈，降低了A₂的输出阻抗并使其极点提高。

RNMC适合于输入和输出为同相放大、而中间级为反相放大的三级运放的补偿结构。在差分输入结构中，差分输入级可灵活配置首级输入的正负极性，因此只需控制后两级的放大为反相与同相放大。增益的极性控制保证了RNMC中两个电容均为局部负反馈的反馈性质。与基本的NMC补偿相比，由于C_m1和C_m2在第一级的输出相连，在相同的补偿电容约束条件下，补偿电容对主极点的压缩效果更明显。与此同时，相对于NMC结构，RNMC补偿电容对电路的容性负载减弱。

图9－16给出了基于RNMC局部调整的各类改进结构，主要针对零点的抑制或消除。当补偿中没有串联R_m时，通常要求g_m3》g_m1，g_m3》g_m2。这是因为RHP零点的存在，当以上条件不满足时，RHP零点向低频移动，使稳定性受到威胁。

图9－16　基于反向RNMC的三级运放补偿结构

RNMCNR：在RNMC的基础上增加一个串联调节电阻以消除右半平面零点，具体电路如图9－17所示。当R_m＝1/g_m2时，只剩下一个LHP零点，但为保证PM60°相位裕度的要求，必须满足g_m2，3/g_m1＞tan60°，即第二，三级的跨导增益必须至少大于第一级跨导增益7倍以上。因此，利用RNMCNR补偿技术消除右半平面零点的适用范围受到限制。

RNMCVF：由一个电压跟随器消除右半平面零点，减弱右半平面零点的影响，减小补偿电容C_m2的数值。一个电压跟随器不影响输出摆幅。

RNMCCF：由一个电流跟随器消除右半平面零点，减弱右半平面零点的影响。即使CF为有限的输入阻抗，多出的零极点也位于高频区，对稳定性影响不大。

只有中间级为反相放大级的三级运放可以用RNMC的补偿结构。一般情况下，RNMC补偿结构包含三个极点和两个零点，其中一个为LHP零点，另一个为RHP零点，并且RHP零点比LHP零点频率要低。因此，如何消除RHP零点成为一个关键问题。比较针对RHP零点消除的三种改进的补偿结构，RNMCNR补偿结构适用范围受到各增益级跨导的限制，另两种RNMCVF和RNMCCF补偿结构，对各增益级跨导没有特定的要求，即便在低电压电路中也不会减小输出摆幅，并且RNMCVF在减小功耗和芯片面积方面比RNMCCF更有效。

图9－17　RNMCNR电路实现